现代科技的发展已经离不开电能,无论是家用电变电还是工业生产,都常以大功率用电器为主[1 ] ,由此衍生出各种各样的电力电子变流装置[2 ] ,其作用就是进行能量转化,以适应更多的场合.然而,在能量的转化过程中,外部环境会对转化电能质量产生污染,降低电能转化效率[3 ] .因此,实现电力电子变流装置的精准控制和稳定性显得尤为重要.目前,三相电压型脉宽调制(PWM)整流器作为电力电子变流装置中的一员,具有高功率因数和能量双向传输等优点[4 ] .它已在风力发电[5 ] 、超导储能[6 ] 、高铁[7 ] 、大功率充电桩[8 ] 、电机驱动调速[9 ] 等电力系统自动化领域得到广泛应用.
本文以三相电压型PWM整流器(下文简称“PWM整流器”)作为研究对象,通过分析整流器的欠驱动特性[10 ] ,结合欠驱动系统相关控制理念[11 ] ,从欠驱动的角度分析与解决整流器系统问题,从而优化其能源传输效率.本文从两方面出发,一方面,需要确保PWM整流器系统能够在受到外部扰动的情况下正常运行,提高系统应对外部扰动和面对参数变化时的稳定性;另一方面,改进PWM整流器控制策略,实现了电压快速响应、系统快速达到稳定状态,同时也具有高功率因数的优势,减少了系统运行过程中产生的谐波,提升了电能利用率.针对这两个问题,国内外学者进行了大量的研究,提出了很多智能控制方法.文献[12 ]中提出一种基于新型开关表的直接功率控制策略,改善网侧电流总谐波失真,有效降低输出直流电压波动和有功功率与无功功率脉动;文献[13 ]中引入自适应神经网络电压观测器,提出基于自适应神经网络观测的无电压传感器PWM整流器功率预测控制策略,有效抑制了网侧谐波的高频干扰及参数变化对预测精度的影响;文献[14 ]中采用一种改进型的非线性自抗扰控制方案,降低了交流侧电流总谐波含量,使直流侧电压具有更好的动静态性和鲁棒性,能够改善整流系统抗扰性及参数摄动等问题;文献[15 ]中提出一种基于顺序模型预测控制的低开关频率运行方法,设计双评价函数在降低整流器开关频率的同时降低了网侧电流畸变率,减小了有功功率波动;文献[16 ]中提出了基于准谐振扩张状态观测器的预测电流控制策略,使网侧电感变化具有更好的鲁棒性能,提高了闭环控制系统的稳定性;文献[17 ]中提出了基于振动坐标框架变换的单位功率因数控制.其他的非线性控制方法也被采用,如直接功率控制[18 ] 、模型预测控制[19 ] 、自抗扰控制(ADRC)策略[20 ] 等.对于PWM整流器,使其能高功率因素运行和快速响应,并确保系统能够有效应对外部扰动和拥有面对参数变化时高稳定性至关重要.
本文针对PWM整流器稳态下的响应速率较慢以及在外部扰动及参数摄动下的稳定性受影响的问题展开研究.由于传流滑模控制的电流环控制会使PWM整流器控制系统因大增益导致滑模面速度较大而出现电流抖振和负序电流现象.在此基础上,为了优化电流环的控制效果,提出了一种基于等价输入干扰误差估计的新型终端模糊滑模控制的电流环控制系统,以减少系统引起的电流抖振和负序电流.此外,还提出了基于等价输入干扰误差估计的自抗扰控制策略的电压环控制系统,在抑制系统谐波量的同时提升电压的响应速率,确保PWM整流器在干扰情况下的稳定工作.文中设计如下控制策略:利用PWM整流器的欠驱动特性,将该系统分为驱动子系统和欠驱动子系统.驱动子系统为电流环控制系统,优化滑模控制中的非线性函数来提升抑制效果;欠驱动子系统为电压环控制系统,提升系统抗扰能力.构建以电压环控制系统作为外环,电流环控制系统作为内环的双闭环控制系统.最后在MATLAB/Simulink上搭建仿真实验平台验证本文所提控制策略的有效性.本文的主要贡献有3方面.
(1) 分析PWM整流器系统欠驱动特性,并在PWM整流器系统中引入欠驱动特性,模拟分析其现象,验证双闭环控制的可行性;
(2) 针对电流环控制系统,分析了滑模控制导致PWM整流器系统抖振较大和出现负序电流的原因及其控制的优缺点,提出了一种新型基于等价输入干扰(EID)误差估计的终端模糊滑模控制方法,减小了电流抖振,提高了系统控制效果;
(3) 针对电压环控制系统,提出了一种基于EID误差估计的ADRC控制方法,增强了系统抗扰能力,提高了系统动态响应能力,改善系统的稳态性能.
1 建模与分析
1.1 数学建模
PWM整流器的电路结构拓扑图如图1 所示.图中:e a 、e b 、e c 分别为三相交流输入电压;i a 、i b 、i c 分别为交流输入电流;L 和C 分别为交流侧滤波电感和直流侧滤波电容;R 为交流侧等效电阻;R L 为负载电阻;i L 为负载电流;u 0 为直流电压;S a 、S b 、S c 、S 'a 、S 'b 、S 'c 表示开关.
图1
图1
PWM整流器电路结构拓扑图
Fig.1
Topology diagram of PWM rectifier circuit structure
通过在dq 同步旋转坐标系下,采用等功率坐标变换方法,得到PWM整流器的数学模型如下:
(1) $\left.\begin{array}{l}L\frac{\mathrm{d}{i}_{d}}{\mathrm{d}t}=-R{i}_{d}+\omega L{i}_{q}-{s}_{d}{u}_{0}+{e}_{d}\\ L\frac{\mathrm{d}{i}_{q}}{\mathrm{d}t}=-\omega L{i}_{d}-R{i}_{q}-{s}_{q}{u}_{0}+{e}_{q}\\ C\frac{\mathrm{d}{u}_{0}}{\mathrm{d}t}={s}_{d}{i}_{d}+{s}_{q}{i}_{q}-\frac{{u}_{0}}{{R}_{\mathrm{L}}}\end{array}\right\}$
式中:ed 、id 、sd 和eq 、iq 、sq 分别表示d 、q 轴的三相交流输入电压、电流和开关函数;ω 为旋转坐标系下的转动惯量.
1.2 特性分析
(2) $\left[\begin{array}{l}{\stackrel{·}{i}}_{\mathrm{a}}\\ {\stackrel{·}{i}}_{\mathrm{b}}\\ {\stackrel{·}{u}}_{0}\end{array}\right]$ A $\left[\begin{array}{l}{i}_{\mathrm{a}}\\ {i}_{\mathrm{b}}\\ {u}_{0}\end{array}\right]$ B $\left[\begin{array}{l}{S}_{\mathrm{a}}\\ {S}_{\mathrm{b}}\\ {S}_{\mathrm{c}}\end{array}\right]$ C $\left[\begin{array}{l}{e}_{\mathrm{a}}\\ {e}_{\mathrm{b}}\\ 0\end{array}\right]$
式中: A =$\left[\begin{array}{lll}-\frac{R}{L}& 0& 0\\ 0& -\frac{R}{L}& 0\\ 0& 0& -\frac{1}{{R}_{\mathrm{L}}C}\end{array}\right]$ B =$\left[\begin{array}{lll}-\frac{2{u}_{0}}{3L}& \frac{{u}_{0}}{3L}& \frac{{u}_{0}}{3L}\\ \frac{{u}_{0}}{3L}& -\frac{2{u}_{0}}{3L}& \frac{{u}_{0}}{3L}\\ \frac{{i}_{\mathrm{a}}}{C}& \frac{{i}_{\mathrm{b}}}{C}& \frac{-{i}_{\mathrm{a}}-{i}_{\mathrm{b}}}{C}\end{array}\right]$
C =$\left[\begin{array}{lll}\frac{1}{L}& 0& 0\\ 0& \frac{1}{L}& 0\\ 0& 0& 0\end{array}\right]$ .
$\left|B\right|$ $\frac{{u}_{0}^{2}}{3}$ ( i a +i b -i a -i b )=0
由于系统输入系数矩阵的行列式为0,得出控制输入的输入系数矩阵B 的秩R (B )<3,而式(2)中可以得出系统自由度系数矩阵A 的秩R (A )=3,得出PWM整流器控制系统控制输入量少于系统自由度数量,根据欠驱动系统定义,该PWM整流器控制系统属于欠驱动系统,可以从欠驱动的角度来分析与设计其控制策略.
1.3 控制策略分析
从基于PWM整流器的欠驱动特性可将PWM整流器控制系统分为驱动子系统和欠驱动子系统,并分别分析两个控制系统的控制策略,选择合适的控制变量,并设计控制器.
通过在dq 同步旋转坐标系下进行等功率变换,PWM整流器的电网侧和直流侧的瞬时功率平衡关系为
ed id =L $\left({i}_{d}\frac{\mathrm{d}{i}_{d}}{\mathrm{d}t}+{i}_{q}\frac{\mathrm{d}{i}_{q}}{\mathrm{d}t}\right)$ R (${i}_{d}^{2}$ ${i}_{q}^{2}$ ) +Cu 0 $\frac{\mathrm{d}{u}_{0}}{\mathrm{d}t}$ $\frac{{u}_{0}^{2}}{{R}_{\mathrm{L}}}$
式(3)反映的是PWM整流器能量变化特征,通过该式可以得到id 、iq 、u 0 的系统内部动态方程.PWM整流器的控制目标是需要实现直流侧电压u 0 收敛于给定电压u r 和iq 收敛于给定电流id r =0(即实现电网侧单位功率因数控制),其在系统欠驱动特性下的控制变量的选择要以实现PWM整流器的控制目标为依据,本文以u 0 作为控制变量.
令式(3)中的id =id r 、iq =0,可以得到以u 0 为欠驱动变量的系统内部动态方程:
(4) $\frac{\mathrm{d}{u}_{0}}{\mathrm{d}t}$ =$\frac{1}{C{u}_{0}}\left({e}_{d}{i}_{d\mathrm{r}}-R{i}_{d\mathrm{r}}^{2}-\frac{{u}_{0}^{2}}{{R}_{\mathrm{L}}}\right)$ =$\frac{1}{{R}_{\mathrm{L}}C{u}_{0}}$ (${u}_{\mathrm{r}}^{2}$ -${u}_{0}^{2}$ )
从式(4)可以得出u 0 与u r 之间的耦合约束关系,要使u 0 收敛到给定值u r ,即使$\frac{\mathrm{d}{u}_{0}}{\mathrm{d}t}$ id 、iq 进行控制,通过使id 收敛到给定值id r ,iq 收敛到0,能够实现对u 0 的间接控制.
根据式(4)即可得到u 0 和id 之间的传递函数关系式:
(5) u 0 (s )=$\frac{{R}_{\mathrm{L}}({e}_{d}-2R{i}_{d\mathrm{r}}-sL{i}_{d\mathrm{r}})}{(2+s{R}_{\mathrm{L}}C){u}_{\mathrm{r}}}$ id (s )
由此可以进行对电压环控制器设计,该控制器的输入为u 0 的给定值u r ,控制器的输出为id 的给定值id r ,从而间接实现对u 0 的控制.PWM整流器的双闭环控制系统结构如图2 所示.选择u 0 为欠驱动控制变量,设计电压外环控制器,选择id 、iq 为驱动变量,设计电流内环控制策略.图中:abc表示三相静止坐标系;dq 表示两相旋转坐标系;SVPWM表示空间矢量调制.
图2
图2
PWM整流器的双闭环控制系统结构
Fig.2
Structure of double closed-loop control system for PWM rectifier
2 电流内环控制器设计
在电流控制设计上,针对驱动变量进行控制策略研究.由于滑模控制的电流环控制会使PWM整流器控制系统因大增益导致滑模面速度较大而出现电流抖振现象.为了优化电流环的控制效果,对电流内环进行新型滑模控制设计,减少系统引起的电流抖振.
2.1 电流环控制
(6) $\left.\begin{array}{l}L\frac{\mathrm{d}{i}_{d}}{\mathrm{d}t}=-R{i}_{d}+\omega L{i}_{q}-{s}_{d}{u}_{0}+{e}_{d}\\ L\frac{\mathrm{d}{i}_{q}}{\mathrm{d}t}=-\omega L{i}_{d}-R{i}_{q}-{s}_{q}{u}_{0}+{e}_{q}\end{array}\right\}$
(7) $\left.\begin{array}{l}{e}_{\mathrm{c}1}={i}_{d\mathrm{r}}-{i}_{d}\\ {e}_{\mathrm{c}2}={i}_{q\mathrm{r}}-{i}_{q}\end{array}\right\}$
式中:e c1 和e c2 为在dq 坐标系下电流观测值与给定值的差值.
(8) $\left.\begin{array}{l}{S}_{1}={e}_{\mathrm{c}1}\\ {S}_{2}={e}_{\mathrm{c}2}\end{array}\right\}$
(9) $\left.\begin{array}{l}{\stackrel{·}{S}}_{1}=-{K}_{1}\mathrm{s}\mathrm{g}\mathrm{n}\left({S}_{1}\right), {K}_{1}>0\\ {\stackrel{·}{S}}_{2}=-{K}_{2}\mathrm{s}\mathrm{g}\mathrm{n}\left({S}_{2}\right), {K}_{2}>0\end{array}\right\}$
(10) $\left.\begin{array}{l}{s}_{d}=\frac{-R{i}_{d}+\omega L{i}_{q}+{e}_{d}-L{K}_{1}\mathrm{s}\mathrm{g}\mathrm{n}\left({S}_{1}\right)}{{u}_{0}}\\ {s}_{q}=\frac{-R{i}_{q}-\omega L{i}_{d}+{e}_{q}-L{K}_{2}\mathrm{s}\mathrm{g}\mathrm{n}\left({S}_{2}\right)}{{u}_{0}}\end{array}\right\}$
当系统出现参数摄动或者外来扰动时,电流控制系统描述变化关系:
(11) $\left.\begin{array}{l}L\frac{\mathrm{d}{i}_{d}}{\mathrm{d}t}=-R{i}_{d}+\omega L{i}_{q}-{s}_{d}{u}_{0}+{e}_{d}+{d}_{1}\left(t\right)\\ L\frac{\mathrm{d}{i}_{q}}{\mathrm{d}t}=-\omega L{i}_{d}-R{i}_{q}-{s}_{q}{u}_{0}+{e}_{q}+{d}_{2}\left(t\right)\end{array}\right\}$
式中:d 1 (t )和d 2 (t )是由外部干扰引起的干扰信号.
(12) $\left.\begin{array}{l}{\stackrel{·}{S}}_{1}={d}_{1}\left(t\right)-{K}_{1}\mathrm{s}\mathrm{g}\mathrm{n}\left({S}_{1}\right)\\ {\stackrel{·}{S}}_{2}={d}_{2}\left(t\right)-{K}_{2}\mathrm{s}\mathrm{g}\mathrm{n}\left({S}_{2}\right)\end{array}\right\}$
为了保证系统在扰动下的稳定性,控制律需满足滑模稳定条件:
(13) $\left.\begin{array}{l}{K}_{1}>\left|{d}_{1}\left(t\right)\right|\\ {K}_{2}>\left|{d}_{2}\left(t\right)\right|\end{array}\right\}$
但在实际过程中,往往扰动未知,所以通常将扰动的上界K 1,2 设置为一个很大的值,确保系统能够在干扰下保持稳定,但是系统的大增益会导致系统趋近滑模面的加速度很大,从而导致达到滑模面时的速度很大,会频繁穿越滑模面而引起抖振.因此本文采用全局快速终端模糊滑模控制策略,在提升电流环控制性能的前提下,减少由于大增益带来的系统扰动.
2.2 基于EID误差估计的终端模糊滑模控制
(14) $\left.\begin{array}{l}{s}_{1}={e}_{\mathrm{c}1}+{\beta }_{1}{e}_{1}^{p/q}\\ {s}_{2}={e}_{\mathrm{c}2}+{\beta }_{2}{e}_{2}^{p/q}\end{array}\right\}$
(15) $\left.\begin{array}{l}{\stackrel{·}{s}}_{1}=\\ \frac{R{i}_{d}-\omega L{i}_{q}+{s}_{d}{u}_{0}-{e}_{d}}{L}+{\beta }_{1}\frac{p}{q}{e}_{\mathrm{c}1}^{\frac{p}{q}-1}{\stackrel{·}{e}}_{\mathrm{c}1}\\ {\stackrel{·}{s}}_{2}=\\ \frac{\omega L{i}_{d}+R{i}_{q}+{s}_{q}{u}_{0}-{e}_{q}}{L}+{\beta }_{2}\frac{p}{q}{e}_{\mathrm{c}2}^{\frac{p}{q}-1}{\stackrel{·}{e}}_{\mathrm{c}2}\end{array}\right\}$
(16) $\left.\begin{array}{l}{V}_{1}=\frac{1}{2}{s}_{1}^{2}\\ {V}_{2}=\frac{1}{2}{s}_{2}^{2}\end{array}\right\}$
(17) $\left.\begin{array}{l}{\stackrel{·}{V}}_{1}=\\ {s}_{1}\left(\frac{R{i}_{d}-\omega L{i}_{q}+{s}_{d}{u}_{0}-{e}_{d}}{L}+{\beta }_{1}\frac{p}{q}{e}_{\mathrm{c}1}^{\frac{p}{q}-1}{\stackrel{·}{e}}_{\mathrm{c}1}\right)\\ {\stackrel{·}{V}}_{2}=\\ {s}_{2}\left(\frac{\omega L{i}_{d}+R{i}_{q}+{s}_{q}{u}_{0}-{e}_{q}}{L}+{\beta }_{2}\frac{p}{q}{e}_{\mathrm{c}2}^{\frac{p}{q}-1}{\stackrel{·}{e}}_{\mathrm{c}2}\right)\end{array}\right\}$
根据系统稳定性原理,$\stackrel{·}{V}$
(18) $\left.\begin{array}{l}{s}_{d}=(-R{i}_{d}+\omega L{i}_{d}+{e}_{d}-L{k}_{1}(t\left)\mathrm{s}\mathrm{g}\mathrm{n}\right({s}_{1})-\\ L{\beta }_{1}\frac{p}{q}{e}_{\mathrm{c}1}^{\frac{p}{q}-1}{\stackrel{·}{e}}_{\mathrm{c}1})/{u}_{0}\\ {s}_{q}=(-R{i}_{\mathrm{q}}-\omega L{i}_{d}+{e}_{d}-L{k}_{2}(t\left)\mathrm{s}\mathrm{g}\mathrm{n}\right({s}_{2})-\\ L{\beta }_{2}\frac{p}{q}{e}_{\mathrm{c}2}^{\frac{p}{q}-1}{\stackrel{·}{e}}_{\mathrm{c}2})/{u}_{0}\end{array}\right\}$
式中:k 1 (t )=max$\left|{d}_{1}\left(t\right)\right|$ η 1 ;k 2 (t )=max$\left|{d}_{2}\left(t\right)\right|$ η 2 ;η 1 、η 2 均为极小的正常数. 将其代入$\stackrel{·}{V}$
(19) $\left.\begin{array}{l}{\stackrel{·}{V}}_{1}={s}_{1}{\stackrel{·}{s}}_{1}=\\ \mathrm{ } -{k}_{1}\left(t\right)\left|{s}_{1}\right|-{s}_{1}{d}_{1}\left(t\right)\le -{\eta }_{1}\left|{s}_{1}\right|\\ {\stackrel{·}{V}}_{2}={s}_{2}{\stackrel{·}{s}}_{2}=\\ \mathrm{ } -{k}_{2}\left(t\right)\left|{s}_{2}\right|-{s}_{2}{d}_{2}\left(t\right)\le -{\eta }_{2}\left|{s}_{2}\right|\end{array}\right\}$
当$\stackrel{·}{V}$ $\stackrel{·}{s}$ [21 ] ,当t →∞时,所有解均收敛于所有点集合的最大不变集,则系统全局渐近稳定.
为了确保系统在干扰下能有较好的稳定效果,针对扰动上界k 1 (t )和k 2 (t )设置过大的问题,采用模糊控制理论进行优化. 在式(15)中,我们使扰动上界k 1 (t )和k 2 (t )随着干扰d 1 (t )和d 2 (t )时变而时变,且始终满足k (t )稍大于干扰d (t ).
为了让k (t )尽可能接近真实的d (t ),首先设置等价输入干扰策略来对系统误差进行估计,此时得到电流环误差观测值${\hat{\mathrm{d}}}_{1}$ ( t )和${\hat{\mathrm{d}}}_{2}$ ( t ). 由上述分析可知,切换增益k (t )需稍大于误差d (t ),所以在设计切换增益时增加了一个很小的正常数η ,但是当误差过大时,观测器的误差测量值加上一个很小的η 无法保证此时的切换增益k (t )保持很好的效果. 最后采用模糊控制来设计一个自适应的η 来解决该问题,该方案可以使滑模变结构控制保证系统稳定性,使其具有良好的动态效果.可以用模糊处理器调整模糊运动段的特性,消除抖振,提高系统的响应速度;同时可以改善当接近滑模控制切换线时的系统状态,防止频繁穿越切换线.
本文设计以下模糊系统,以$\stackrel{·}{V}$ $\stackrel{·}{ss}$ η 1,2 作为系统输出,模糊集分别设置为
(20) $\left.\begin{array}{l}\stackrel{·}{V}=\{\mathrm{N}\mathrm{B},\mathrm{ }\mathrm{N}\mathrm{M},\mathrm{ }\mathrm{N}\mathrm{S},\mathrm{ }\mathrm{Z}\mathrm{O},\mathrm{ }\mathrm{P}\mathrm{S},\mathrm{ }\mathrm{P}\mathrm{M},\mathrm{ }\mathrm{P}\mathrm{B}\}\\ △{\eta }_{1}=\{\mathrm{N}\mathrm{B},\mathrm{ }\mathrm{N}\mathrm{M},\mathrm{ }\mathrm{N}\mathrm{S},\mathrm{ }\mathrm{Z}\mathrm{O},\mathrm{ }\mathrm{P}\mathrm{S},\mathrm{ }\mathrm{P}\mathrm{M},\mathrm{ }\mathrm{P}\mathrm{B}\}\\ △{\eta }_{2}=\{\mathrm{N}\mathrm{B},\mathrm{ }\mathrm{N}\mathrm{M},\mathrm{ }\mathrm{N}\mathrm{S},\mathrm{ }\mathrm{Z}\mathrm{O},\mathrm{ }\mathrm{P}\mathrm{S},\mathrm{ }\mathrm{P}\mathrm{M},\mathrm{ }\mathrm{P}\mathrm{B}\}\end{array}\right\}$
式中:NB、NM、NS、ZO、PS、PM、PB分别对应为负大、负中、负小、零、正小、正中、正大,针对被控对象的特性,三角形模糊隶属度函数可以用于描述一些具有明显的中心或峰值的属性,因此本文将采用三角隶属度函数,其隶属度函数如图3 所示.
图3
图3
模糊输入对应的隶属度函数
Fig.3
Membership function corresponding to fuzzy input
当$\stackrel{·}{V}$ η ,则可以让Δη 的模糊值为PB;当$\stackrel{·}{V}$ η ,则可以让Δη 的模糊值为PM;同理,当$\stackrel{·}{V}$ η 的模糊值为NB;当$\stackrel{·}{V}$ η ,则可以让Δη 的模糊值为NM;当$\stackrel{·}{V}$ η 为ZO.
采用积分法对k (t )进行估计.最终的切换增益表达式:
(21) $\left.\begin{array}{l}{\stackrel{~}{k}}_{1}\left(t\right)={\hat{d}}_{1}\left(t\right)+{H}_{1}{\int }_{0}^{t}\mathrm{\Delta }{\eta }_{1}\mathrm{d}t\\ {\stackrel{~}{k}}_{2}\left(t\right)={\hat{d}}_{2}\left(t\right)+{H}_{2}{\int }_{0}^{t}\mathrm{\Delta }{\eta }_{2}\mathrm{d}t\end{array}\right\}$
采用等价输入干扰控制策略对电流环误差观测值${\hat{d}}_{1}$ ( t )和${\hat{d}}_{2}$ ( t )进行误差估计.可以将系统方程写成如下的形式:
(22) $\left.\begin{array}{l}\frac{\mathrm{d}{i}_{d}}{\mathrm{d}t}=\frac{-R{i}_{d}+\omega L{i}_{q}-{s}_{d}{u}_{0}+{e}_{d}}{L}+{v}_{1}\\ \frac{\mathrm{d}{i}_{q}}{\mathrm{d}t}=\frac{-\omega L{i}_{d}-R{i}_{q}-{s}_{q}{u}_{0}+{e}_{q}}{L}+{v}_{2}\end{array}\right\}$
为了更好地描述该系统,令:x =${\left[\begin{array}{ll}{x}_{1}& {x}_{2}\end{array}\right]}^{\mathrm{T}}$ ${\left[\begin{array}{ll}{i}_{\mathrm{d}}& {i}_{\mathrm{q}}\end{array}\right]}^{\mathrm{T}}$ u =${\left[\begin{array}{ll}{u}_{1}& {u}_{2}\end{array}\right]}^{\mathrm{T}}$ ${\left[\begin{array}{ll}{s}_{\mathrm{d}}& {s}_{\mathrm{q}}\end{array}\right]}^{\mathrm{T}}$ v =${\left[\begin{array}{ll}{v}_{1}& {v}_{2}\end{array}\right]}^{\mathrm{T}}$ e =${\left[\begin{array}{ll}{e}_{\mathrm{d}}& {e}_{\mathrm{q}}\end{array}\right]}^{\mathrm{T}}$ d =${\left[\begin{array}{ll}{d}_{1}& {d}_{2}\end{array}\right]}^{\mathrm{T}}$ .
(23) $\left.\begin{array}{l}\stackrel{·}{x}={A}_{0}x+{B}_{0}u+d\\ y={C}_{0}x\end{array}\right\}$
式中:A 0 =$\left[\begin{array}{ll}-\frac{R}{L}& \omega \\ -\omega & -\frac{R}{L}\end{array}\right]$ B 0 =$\left[\begin{array}{ll}-\frac{{u}_{0}}{L}& 0\\ 0& -\frac{{u}_{0}}{L}\end{array}\right]$ C 0 =$\left[\begin{array}{ll}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right]$ .
(24) $\dot{\hat{x}}=A_{0} \hat{x}+B_{0} u_{\mathrm{f}}+G\left(y-C_{0} \hat{x}\right)$
式中:G =${\left[\begin{array}{ll}{G}_{1}& {G}_{2}\end{array}\right]}^{\mathrm{T}}$
根据文献[22 ]中所述EID误差估计原理,可得干扰估计值:
(25) $\hat{d}$ =${B}_{0}^{+}$ GC 0 (x -$\hat{x}$ )+u f -u
式中:${B}_{0}^{+}$ BT 0 B 0 )-1 BT 0 .
为了改善符号函数sgn在0点处不连续,或者在过渡处非光滑的情况,可以利用双曲正切函数tanh替代该函数.其数学表达式如下所示:
(26) tanh x =$\frac{{\mathrm{e}}^{2ax}-1}{{\mathrm{e}}^{2ax}+1}$
(27) $\left.\begin{array}{l}{s}_{d}=\\ \frac{-\mathrm{R}{i}_{d}+\mathrm{\omega }\mathrm{L}{i}_{d}-{\stackrel{~}{Lk}}_{1}\left(t\right)\mathrm{t}\mathrm{a}\mathrm{n}\mathrm{h}\mathrm{ }{s}_{1}-L{\beta }_{1}\frac{p}{q}{e}_{\mathrm{c}1}^{\frac{p}{q}-1}{\stackrel{·}{e}}_{\mathrm{c}1}}{{u}_{0}}\\ {s}_{q}=\\ \frac{-R{i}_{q}-\omega L{i}_{d}-{\stackrel{~}{Lk}}_{2}\left(t\right)\mathrm{t}\mathrm{a}\mathrm{n}\mathrm{h}\mathrm{ }{s}_{2}-L{\beta }_{2}\frac{p}{q}{e}_{\mathrm{c}2}^{\frac{p}{q}-1}{\stackrel{·}{e}}_{\mathrm{c}2}}{{u}_{0}}\end{array}\right\}$
3 电压环控制器设计
ADRC控制器难以实现系统电压的快速响应和负载的高功率因数运行.针对这一问题,设计了基于EID误差估计的ADRC的电压环控制器.该控制器策略能够使PWM整流器系统中的直流电压快速稳定,并使系统具有更强的抗扰动能力.
3.1 自抗扰控制
自抗扰控制是针对非线性不确定系统提出的一种非线性控制方法,结构如图4 所示.图中:r 表示控制目标;z 1 、z 2 、z 3 为观测数值;b 为补偿系数;e 1 、e 2 为观测值与给定值的误差.
图4
图4
ADRC的结构图
Fig.4
Struture of ADRC
在ADRC作用下,i dr 作为电压外环控制器输出,存在一定幅值的方波状抖动(±0.5 A)如图5 所示.这种小的抖动可能会对一般的系统产生小的影响.然而,对于PWM整流器系统而言,id r 作为系统的有功电流,同时也作为电流环给定值,会直接增加交流电流的谐波含量,在直流电压上产生方波脉冲,从而影响系统性能.因此,需要对ADRC控制器进行改进以减少直流电压的方波脉冲.
图5
图5
方波状抖动下i d , i q 波形图
Fig.5
Waveform of i d , i q at square wave-like jitter
3.2 基于EID误差估计的ADRC控制
等价输入干扰控制方法是一种主动扰动抑制方法,由She等[22 ] 提出.其核心思想是根据扰动对系统输出的影响效果,定义一个与外界扰动等价的输入端干扰,通过在输入通道引入EID误差估计来抵消外界扰动对系统输出的影响,该干扰可直接通过状态观测器获得,无需系统的逆模型.
针对上述问题分析,本文提出了一种基于EID误差估计的ADRC控制策略,以优化电流id 的波动.针对欠驱动控制变量u 0 ,根据电压内部动态方程设计电压外环控制器.传统的电压外环控制难以有效保证系统具有良好的动态性能和宽范围工作的稳定性.为此,本文引入基于EID误差估计的ADRC控制策略,确保PWM整流器系统的直流电压能够快速稳定,增强电网侧电压/负载具的抗扰能力.控制器逻辑如图6 所示.与文献[14 ]中的改进型自抗扰控制方法相比,本文的方法不仅响应速度更快抗扰动能力更强,还有效减少了系统在运行过程中电流产生的波动.图中:u r 为控制输入;u 01 为目标点的过渡信号;u f1 为误差信号转换的关于误差的非线性函数;$\hat{w}$ ( t )为w (t )的估计值;${\hat{d}}_{\mathrm{e}}$ ( t )为d e (t )的估计值;${\stackrel{~}{d}}_{\mathrm{e}}$ ( t )为滤波后的值;id r 为给定电流;e v1 为在dq 坐标系下电压观测值与给定值的差值.
图6
图6
EID/ADRC控制器
Fig.6
EID/ADRC controller
(28) $\ddot{w}$ =f (w , $\stackrel{·}{w}$ , t )+d (t )+cu r
式中:f (w , $\stackrel{·}{w}$ t )为未知函数;d (t )为未知外部扰动;w 为测量输入;c 为控制输入系数.
根据式(1),得到电压环控制输入u 0 与控制输出i d 之间的状态关系方程如下式所示:
(29) $\left.\begin{array}{l}\stackrel{·}{w}\left(t\right)={A}_{1}w\left(t\right)+{A}_{2}{u}_{0}\left(t\right)+{d}_{\mathrm{e}}\left(t\right)\\ {i}_{d}\left(t\right)={A}_{3}w\left(t\right)+{A}_{4}{u}_{0}\left(t\right)\end{array}\right\}$
式中:u 0 (t )为系统输入;i d (t )为系统输出; w =id +$\frac{{R}_{\mathrm{L}}C{u}_{\mathrm{r}}}{L{i}_{\mathrm{d}\mathrm{r}}}$ u 0 ; A 1 =$\frac{{R}_{L}({e}_{d}-2R{i}_{d\mathrm{r}})}{L{i}_{d\mathrm{r}}}$ A 2 =-$\frac{{R}_{\mathrm{L}}^{2}C{u}_{\mathrm{r}}+2{u}_{\mathrm{r}}L{i}_{d\mathrm{r}}}{{L}^{2}{i}_{d\mathrm{r}}^{2}}$ A 3 =1, A 4 =-$\frac{{R}_{\mathrm{L}}C{u}_{\mathrm{r}}}{L{i}_{d\mathrm{r}}}$ .
(30) $\left.\begin{array}{l}\hat{\stackrel{·}{w}}\left(t\right)={A}_{1}\hat{w}\left(t\right)+{A}_{2}{u}_{0}\left(t\right)+\\ M\left[{i}_{\mathrm{d}}\left(t\right)-{\hat{i}}_{d}\left(t\right)\right]\\ {\hat{i}}_{d}\left(t\right)={A}_{3}\hat{w}\left(t\right)+{A}_{4}{u}_{0}\left(t\right)\end{array}\right\}$
式中:$\hat{w}$ ( t )为w (t )的估计值;${\hat{i}}_{d}$ ( t )为观测器输出;M 为观测器增益.
(31) $\begin{aligned}\hat{d}_{\mathrm{e}}(t)= & \frac{1}{A_{2}} M A_{3}(w(t)-\hat{w}(t))+ u_{0}(t)-u_{\mathrm{r}}(t)\end{aligned}$
根据式(3)可得PWM整流器瞬时功率守恒关系,令ξ =${u}_{0}^{2}$ ξ* =${u}_{\mathrm{r}}^{2}$
(32) $\stackrel{·}{\xi }$ $\frac{2\xi }{{R}_{\mathrm{L}}C}$ $\frac{2{e}_{d}{i}_{d\mathrm{r}}-2R({i}_{d\mathrm{r}}{)}^{2}}{C}$
根据非线性不确定对象和状态观测器误差估计,令f (ξ ,d e (t ))为系统内部动态、未知扰动和系统未建模动态的总和,可将式(32)表示为
(33) $\stackrel{·}{\xi }$ =f (ξ ,${\hat{d}}_{\mathrm{e}}$ (t ))+$\frac{2{e}_{d}}{C}$ id r
由于上式设计直流侧电压的EID补偿会受到一些噪声影响,引入一阶滤波函数F (s )=$\frac{{\omega }_{q}}{s+{\omega }_{q}}$ ωq 为滤波器的截止频率.
(34) ${\stackrel{~}{D}}_{\mathrm{e}}$ (s )=F (s )${\hat{D}}_{\mathrm{e}}$ (s )
式中,${\hat{D}}_{\mathrm{e}}$ ( s )为${\hat{d}}_{\mathrm{e}}$ ( t )经过拉普拉斯变换后的结果.
基于式(32)和(33)对PWM整流器的电压外环进行EID/ADRC控制器设计如下:
(35) $\left.\begin{array}{l}{\stackrel{·}{u}}_{01}={u}_{02}\\ {\stackrel{·}{u}}_{02}=-{k}_{1}\mathrm{s}\mathrm{i}\mathrm{g}\mathrm{n}\left({u}_{01}-r+\frac{{u}_{02}\left|{u}_{02}\right|}{2{k}_{1}}\right)\\ {e}_{0}={z}_{11}-\xi \\ {\stackrel{·}{z}}_{11}={\hat{d}}_{\mathrm{e}}\left(t\right)-{\beta }_{1}\mathrm{f}\mathrm{a}\mathrm{l}({e}_{0},{\alpha }_{1},{\delta }_{0})\\ {e}_{\mathrm{v}1}={\xi }^{\mathrm{*}}-{z}_{11}\\ {u}_{\mathrm{f}1}={k}_{2}\mathrm{f}\mathrm{a}\mathrm{l}({e}_{1},\alpha {\text{'}}_{1},{\delta }_{1})\\ {i}_{d\mathrm{r}}={u}_{\mathrm{f}}-{\hat{d}}_{\mathrm{e}}\left(t\right)\end{array}\right\}$
由于ADRC非线性状态误差函数fal(e ,α ,δ )和sign(e )等S形函数均反映的是小误差大增益.大误差小增益的特点,但是fal(e ,α ,δ )和sign(e )均会出现在过渡处非光滑的情况,导致控制力不平滑从而引发系统抖动的现象.为解决这一问题,本文采用了fatg(e ,α )=${\left|e\right|}^{\alpha }$ e 作为S函数.该S函数能有效避免控制力不平滑的问题.最终系统的EID误差估计的ADRC控制策略如下式所示:
(36) $\left.\begin{array}{l}{\stackrel{·}{u}}_{01}={u}_{02}\\ {\stackrel{·}{u}}_{02}=-{k}_{1}\mathrm{s}\mathrm{a}\mathrm{t}\left({u}_{01}-r+\frac{{u}_{02}\left|{u}_{02}\right|}{2{k}_{1}}\right)\\ {e}_{0}={z}_{11}-\xi \\ {\stackrel{·}{z}}_{11}={\stackrel{~}{d}}_{\mathrm{e}}\left(t\right)-{\beta }_{1}\mathrm{f}\mathrm{a}\mathrm{t}\mathrm{g}({e}_{0},{\alpha }_{1})\\ {e}_{\mathrm{v}1}={\xi }^{\mathrm{*}}-{z}_{11}\\ {u}_{\mathrm{f}1}={k}_{2}\mathrm{f}\mathrm{a}\mathrm{t}\mathrm{g}({e}_{1},\alpha {\text{'}}_{1})\\ {i}_{\mathrm{d}\mathrm{r}}={u}_{\mathrm{f}1}-{\stackrel{~}{d}}_{\mathrm{e}}\left(t\right)\end{array}\right\}$
4 仿真实验
为了验证上述分析的模型正确性和设计控制器的可行性,在MATLAB/Simulink中建立了PWM整流器的实验仿真模型,PWM整流器实验仿真的基本结构如图2 所示.通过查阅相关资料[23 25] ,确定PWM整流器常见的工作参数区间.针对实际应用场景,仿真采用的系统参数如表2 所示.
4.1 稳态运行实验
从图7 所示的仿真结果可以看出,本文所提出的控制方法和ADRC控制方法均能使直流电压准确跟踪给定值.然而,本文方法的直流电压调节时间约为0.015 s,相较于ADRC控制方法的 0.025 s,展现出更快的系统响应速度.此外,与ADRC控制方法相比,本文提出的控制方法的电压曲线更为平滑.
图7
图7
稳态运行实验下u 0 波型
Fig.7
u 0 wave type in steady-state operation simulation experiment
由于PWM整流器每相的参数相同,本文通过测量a相的电压和电流参数进行分析.图8 和图9 展示了两种控制方法下PWM整流器的a相电压和电流波形.从波形图可以看出,所提出的控制方法在0.1 s实现了同相电压和电流的正弦化,而ADRC控制方法在0.1 s虽能将电流正弦化,但在初始阶段电流无法正弦化,导致电流相位与电压相位不一致,后续结果表明,ADRC方法的电流相位会在峰值处出现尖峰,抖振更加明显.而所提出方法的电流相位与电压在0.1 s基本保持一致,电流曲线平滑,无明显尖峰.
图8
图8
本文所提出方法下u a 和i a 的波形 (稳态运行实验)
Fig.8
u a and i a waveforms of the method proposed in this paper (simulation experiment in steady state operation)
图9
图9
ADRC方法下u a 和i a 的波形 (稳态运行实验)
Fig.9
u a and i a waveforms of the ADRC method (simulation experiment in steady state operation)
图10 和图11 展示了系统电流在旋转轴d 和q 下的波形,即系统有功电流和无功电流的波形.由图可见,本文的方法在抑制电流抖振方面效果显著.所提控制方法的电流抖振在0.4 A范围内,而ADRC方法的电流抖振在0.8 A范围内,且所提方法的无功电流波动较小.
图10
图10
本文所提出方法下id , iq 的波形 (稳态运行实验)
Fig.10
id , iq waveform of the method proposed in this paper (simulation experiment in steady state operation)
图11
图11
ADRC方法下id , iq 的波形 (稳态运行实验)
Fig.11
id , iq waveform of the ADRC method (simulation experiment in steady state operation)
接下来对PWM整流器的电能质量进行仿真分析.图12 和图13 反映了系统的谐波畸变率(THD)值和谐波频率,THD值可以直接反映系统的谐波含量,且当THD值越低时,表明系统电能质量越好.由图中可见,系统的谐波一般集中在奇次谐波上.所提控制方法的THD值为0.44%,比ADRC控制方法的2.29%降低了1.85个百分点.两种控制策略在理想电网条件下稳态运行时,THD值均满足THD不高于5%的国际标准,说明所提方法在稳态运行下具有良好的控制效果,但本文方法下的电能质量更高.
图12
图12
本文所提出方法的谐波畸变率值 (稳态运行实验)
Fig.12
THD value of the method proposed in this paper (simulation experiment in steady state operation)
图13
图13
ADRC方法的谐波畸变率值 (稳态运行实验)
Fig.13
THD value of the ADRC method (simulation experiment in steady state operation)
4.2 电压突变实验
通过前面的测试,验证了所提方法在稳态场景下的有效性和优越性.对电压突变的情况进行了实验,从0 s开始输入200 V稳态电压,在0.1 s时使电压突变为250 V,实验结果如下.
从图14 的仿真结果图可以得出,电压在0 s开始变化并到达给定值.当电压发生突变时,在两种控制策略下,直流电压经过较短时间便可稳定在新的直流电压参考值附近,且电压并不会因为交流电压的突变而发生较大畸变,均能实现良好的跟随,且动态响应速度较快.本文所提出方法与ADRC方法的响应时间相差不大,两者延迟均较小,但是本文所提出方法的调节时间更短.本文所提出的控制方法与ADRC控制方法相比具有一定的优势.
图14
图14
电压突变实验下u 0 波型
Fig.14
u 0 waveform in voltage mutation simulation experiment
图15 和图16 展示了两种控制方法下PWM整流器的a相电压和电流波形.当电压发生突变,两种控制方法在0.01 s实现了同相电压和电流的正弦化.本文方法的相位与基准电压相位在0.01 s基本保持一致,电流曲线平滑,无明显尖峰,可实现电压电流的快速跟随.
图15
图15
本文所提出方法下u a 和i a 的波形 (电压突变实验)
Fig.15
u a and i a waveforms of the method proposed in this paper (voltage mutation simulation experiment)
图16
图16
ADRC方法下u a 和i a 的波形 (电压突变实验)
Fig.16
u a and i a waveforms of the ADRC method (voltage mutation simulation experiment)
图17 和图18 反映了系统电流在旋转轴d 和q 下的波形,即系统有功和无功电流的波形.由图可见:本文所提出方法在抑制电流抖振方面具有明显的效果.当0.1 s电压发生突变时,本文所提出方法的电流能在0.02 s内快速达到稳定,且无功电流波动较小.具体实验数据结果如表3 所示.
图17
图17
本文所提出方法下id , iq 的波形 (电压突变实验)
Fig.17
id , iq waveform of the method proposed in this paper (voltage mutation simulation experiment)
图18
图18
ADRC方法下id , iq 的波形 (电压突变实验)
Fig.18
id , iq waveform of the ADRC method (voltage mutation simulation experiment)
5 结论
(1) 利用系统的欠驱动特性来验证双闭环控制结构的可行性,并进行控制器理论分析与设计,系统性能问题分析,最终进行实验验证和结果分析.
(2) 所提出的基于EID误差估计的终端模糊滑模控制相较于滑模控制方法,能够较短时间内实现电流稳定,同时基于EID误差估计的滑模控制能够有效解决未知系统滑模增益设计过大的问题,减少系统电流抖震,提升系统电能效率.
(3) 所提出的新型ADRC控制策略,相较于ADRC控制方法,在面对直流电压方波脉冲过大的问题上,利用EID误差估计的输入扰动消除特点,降低了电压方波波动区间,提升系统工作性能.
最终实验结果表明,本文所提算法实现了PWM整流器的直流电压快速响应和电网单位功率运行.在稳态运行时提高了直流侧电压的响应速率,具有较低的THD值,降低了系统的谐波含量,提升了系统的电能质量,并在给定电压突变的情况下也能实现直流侧电压的快速响应,提升了系统的抗扰动能力.实验结果证明了本文所提控制算法的可行性和优越性.
PWM整流器系统是一类特殊欠驱动系统的代表,其控制策略也可以被有效推广到一系列欠驱动系统中.本文提出的方法能够有效地提高系统的响应速度,消弱系统运行中因外部干扰可能出现的抖动甚至是信号跳变.未来将继续研究PWM整流器的抗干扰问题,并将这些策略推广到其他欠驱动系统上.
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1
2021
... 现代科技的发展已经离不开电能,无论是家用电变电还是工业生产,都常以大功率用电器为主[1 ] ,由此衍生出各种各样的电力电子变流装置[2 ] ,其作用就是进行能量转化,以适应更多的场合.然而,在能量的转化过程中,外部环境会对转化电能质量产生污染,降低电能转化效率[3 ] .因此,实现电力电子变流装置的精准控制和稳定性显得尤为重要.目前,三相电压型脉宽调制(PWM)整流器作为电力电子变流装置中的一员,具有高功率因数和能量双向传输等优点[4 ] .它已在风力发电[5 ] 、超导储能[6 ] 、高铁[7 ] 、大功率充电桩[8 ] 、电机驱动调速[9 ] 等电力系统自动化领域得到广泛应用. ...
三相电压源型PWM整流器控制方法的发展综述
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2012
... 现代科技的发展已经离不开电能,无论是家用电变电还是工业生产,都常以大功率用电器为主[1 ] ,由此衍生出各种各样的电力电子变流装置[2 ] ,其作用就是进行能量转化,以适应更多的场合.然而,在能量的转化过程中,外部环境会对转化电能质量产生污染,降低电能转化效率[3 ] .因此,实现电力电子变流装置的精准控制和稳定性显得尤为重要.目前,三相电压型脉宽调制(PWM)整流器作为电力电子变流装置中的一员,具有高功率因数和能量双向传输等优点[4 ] .它已在风力发电[5 ] 、超导储能[6 ] 、高铁[7 ] 、大功率充电桩[8 ] 、电机驱动调速[9 ] 等电力系统自动化领域得到广泛应用. ...
A summary of current control methods for three-phase voltage-source PWM rectifiers
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2012
... 现代科技的发展已经离不开电能,无论是家用电变电还是工业生产,都常以大功率用电器为主[1 ] ,由此衍生出各种各样的电力电子变流装置[2 ] ,其作用就是进行能量转化,以适应更多的场合.然而,在能量的转化过程中,外部环境会对转化电能质量产生污染,降低电能转化效率[3 ] .因此,实现电力电子变流装置的精准控制和稳定性显得尤为重要.目前,三相电压型脉宽调制(PWM)整流器作为电力电子变流装置中的一员,具有高功率因数和能量双向传输等优点[4 ] .它已在风力发电[5 ] 、超导储能[6 ] 、高铁[7 ] 、大功率充电桩[8 ] 、电机驱动调速[9 ] 等电力系统自动化领域得到广泛应用. ...
基于多相风力发电系统的容错控制策略研究
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2022
... 现代科技的发展已经离不开电能,无论是家用电变电还是工业生产,都常以大功率用电器为主[1 ] ,由此衍生出各种各样的电力电子变流装置[2 ] ,其作用就是进行能量转化,以适应更多的场合.然而,在能量的转化过程中,外部环境会对转化电能质量产生污染,降低电能转化效率[3 ] .因此,实现电力电子变流装置的精准控制和稳定性显得尤为重要.目前,三相电压型脉宽调制(PWM)整流器作为电力电子变流装置中的一员,具有高功率因数和能量双向传输等优点[4 ] .它已在风力发电[5 ] 、超导储能[6 ] 、高铁[7 ] 、大功率充电桩[8 ] 、电机驱动调速[9 ] 等电力系统自动化领域得到广泛应用. ...
Fault-tolerant control strategy based on multi-phase wind power system
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2022
... 现代科技的发展已经离不开电能,无论是家用电变电还是工业生产,都常以大功率用电器为主[1 ] ,由此衍生出各种各样的电力电子变流装置[2 ] ,其作用就是进行能量转化,以适应更多的场合.然而,在能量的转化过程中,外部环境会对转化电能质量产生污染,降低电能转化效率[3 ] .因此,实现电力电子变流装置的精准控制和稳定性显得尤为重要.目前,三相电压型脉宽调制(PWM)整流器作为电力电子变流装置中的一员,具有高功率因数和能量双向传输等优点[4 ] .它已在风力发电[5 ] 、超导储能[6 ] 、高铁[7 ] 、大功率充电桩[8 ] 、电机驱动调速[9 ] 等电力系统自动化领域得到广泛应用. ...
基于三电平PWM整流器的超导储能系统直接功率控制
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2012
... 现代科技的发展已经离不开电能,无论是家用电变电还是工业生产,都常以大功率用电器为主[1 ] ,由此衍生出各种各样的电力电子变流装置[2 ] ,其作用就是进行能量转化,以适应更多的场合.然而,在能量的转化过程中,外部环境会对转化电能质量产生污染,降低电能转化效率[3 ] .因此,实现电力电子变流装置的精准控制和稳定性显得尤为重要.目前,三相电压型脉宽调制(PWM)整流器作为电力电子变流装置中的一员,具有高功率因数和能量双向传输等优点[4 ] .它已在风力发电[5 ] 、超导储能[6 ] 、高铁[7 ] 、大功率充电桩[8 ] 、电机驱动调速[9 ] 等电力系统自动化领域得到广泛应用. ...
A direct power control method for superconducting magnetic energy storage system based on three-level PWM rectifier
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2012
... 现代科技的发展已经离不开电能,无论是家用电变电还是工业生产,都常以大功率用电器为主[1 ] ,由此衍生出各种各样的电力电子变流装置[2 ] ,其作用就是进行能量转化,以适应更多的场合.然而,在能量的转化过程中,外部环境会对转化电能质量产生污染,降低电能转化效率[3 ] .因此,实现电力电子变流装置的精准控制和稳定性显得尤为重要.目前,三相电压型脉宽调制(PWM)整流器作为电力电子变流装置中的一员,具有高功率因数和能量双向传输等优点[4 ] .它已在风力发电[5 ] 、超导储能[6 ] 、高铁[7 ] 、大功率充电桩[8 ] 、电机驱动调速[9 ] 等电力系统自动化领域得到广泛应用. ...
基于自抗扰和负载功率前馈的高速磁悬浮系统PWM整流器控制策略
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2021
... 现代科技的发展已经离不开电能,无论是家用电变电还是工业生产,都常以大功率用电器为主[1 ] ,由此衍生出各种各样的电力电子变流装置[2 ] ,其作用就是进行能量转化,以适应更多的场合.然而,在能量的转化过程中,外部环境会对转化电能质量产生污染,降低电能转化效率[3 ] .因此,实现电力电子变流装置的精准控制和稳定性显得尤为重要.目前,三相电压型脉宽调制(PWM)整流器作为电力电子变流装置中的一员,具有高功率因数和能量双向传输等优点[4 ] .它已在风力发电[5 ] 、超导储能[6 ] 、高铁[7 ] 、大功率充电桩[8 ] 、电机驱动调速[9 ] 等电力系统自动化领域得到广泛应用. ...
Control strategy for PWM rectifier of high-speed maglev based on active disturbance rejection control and load power feed-forward
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2021
... 现代科技的发展已经离不开电能,无论是家用电变电还是工业生产,都常以大功率用电器为主[1 ] ,由此衍生出各种各样的电力电子变流装置[2 ] ,其作用就是进行能量转化,以适应更多的场合.然而,在能量的转化过程中,外部环境会对转化电能质量产生污染,降低电能转化效率[3 ] .因此,实现电力电子变流装置的精准控制和稳定性显得尤为重要.目前,三相电压型脉宽调制(PWM)整流器作为电力电子变流装置中的一员,具有高功率因数和能量双向传输等优点[4 ] .它已在风力发电[5 ] 、超导储能[6 ] 、高铁[7 ] 、大功率充电桩[8 ] 、电机驱动调速[9 ] 等电力系统自动化领域得到广泛应用. ...
一种基于深度神经网络的直流充电桩故障诊断方法
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2021
... 现代科技的发展已经离不开电能,无论是家用电变电还是工业生产,都常以大功率用电器为主[1 ] ,由此衍生出各种各样的电力电子变流装置[2 ] ,其作用就是进行能量转化,以适应更多的场合.然而,在能量的转化过程中,外部环境会对转化电能质量产生污染,降低电能转化效率[3 ] .因此,实现电力电子变流装置的精准控制和稳定性显得尤为重要.目前,三相电压型脉宽调制(PWM)整流器作为电力电子变流装置中的一员,具有高功率因数和能量双向传输等优点[4 ] .它已在风力发电[5 ] 、超导储能[6 ] 、高铁[7 ] 、大功率充电桩[8 ] 、电机驱动调速[9 ] 等电力系统自动化领域得到广泛应用. ...
A fault diagnosis method for DC charging pile based on deep neural network
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2021
... 现代科技的发展已经离不开电能,无论是家用电变电还是工业生产,都常以大功率用电器为主[1 ] ,由此衍生出各种各样的电力电子变流装置[2 ] ,其作用就是进行能量转化,以适应更多的场合.然而,在能量的转化过程中,外部环境会对转化电能质量产生污染,降低电能转化效率[3 ] .因此,实现电力电子变流装置的精准控制和稳定性显得尤为重要.目前,三相电压型脉宽调制(PWM)整流器作为电力电子变流装置中的一员,具有高功率因数和能量双向传输等优点[4 ] .它已在风力发电[5 ] 、超导储能[6 ] 、高铁[7 ] 、大功率充电桩[8 ] 、电机驱动调速[9 ] 等电力系统自动化领域得到广泛应用. ...
A novel discrete compound integral terminal sliding mode control with disturbance compensation for PMSM speed system
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2022
... 现代科技的发展已经离不开电能,无论是家用电变电还是工业生产,都常以大功率用电器为主[1 ] ,由此衍生出各种各样的电力电子变流装置[2 ] ,其作用就是进行能量转化,以适应更多的场合.然而,在能量的转化过程中,外部环境会对转化电能质量产生污染,降低电能转化效率[3 ] .因此,实现电力电子变流装置的精准控制和稳定性显得尤为重要.目前,三相电压型脉宽调制(PWM)整流器作为电力电子变流装置中的一员,具有高功率因数和能量双向传输等优点[4 ] .它已在风力发电[5 ] 、超导储能[6 ] 、高铁[7 ] 、大功率充电桩[8 ] 、电机驱动调速[9 ] 等电力系统自动化领域得到广泛应用. ...
PWM整流器的欠驱动特性与非线性控制
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2011
... 本文以三相电压型PWM整流器(下文简称“PWM整流器”)作为研究对象,通过分析整流器的欠驱动特性[10 ] ,结合欠驱动系统相关控制理念[11 ] ,从欠驱动的角度分析与解决整流器系统问题,从而优化其能源传输效率.本文从两方面出发,一方面,需要确保PWM整流器系统能够在受到外部扰动的情况下正常运行,提高系统应对外部扰动和面对参数变化时的稳定性;另一方面,改进PWM整流器控制策略,实现了电压快速响应、系统快速达到稳定状态,同时也具有高功率因数的优势,减少了系统运行过程中产生的谐波,提升了电能利用率.针对这两个问题,国内外学者进行了大量的研究,提出了很多智能控制方法.文献[12 ]中提出一种基于新型开关表的直接功率控制策略,改善网侧电流总谐波失真,有效降低输出直流电压波动和有功功率与无功功率脉动;文献[13 ]中引入自适应神经网络电压观测器,提出基于自适应神经网络观测的无电压传感器PWM整流器功率预测控制策略,有效抑制了网侧谐波的高频干扰及参数变化对预测精度的影响;文献[14 ]中采用一种改进型的非线性自抗扰控制方案,降低了交流侧电流总谐波含量,使直流侧电压具有更好的动静态性和鲁棒性,能够改善整流系统抗扰性及参数摄动等问题;文献[15 ]中提出一种基于顺序模型预测控制的低开关频率运行方法,设计双评价函数在降低整流器开关频率的同时降低了网侧电流畸变率,减小了有功功率波动;文献[16 ]中提出了基于准谐振扩张状态观测器的预测电流控制策略,使网侧电感变化具有更好的鲁棒性能,提高了闭环控制系统的稳定性;文献[17 ]中提出了基于振动坐标框架变换的单位功率因数控制.其他的非线性控制方法也被采用,如直接功率控制[18 ] 、模型预测控制[19 ] 、自抗扰控制(ADRC)策略[20 ] 等.对于PWM整流器,使其能高功率因素运行和快速响应,并确保系统能够有效应对外部扰动和拥有面对参数变化时高稳定性至关重要. ...
Underactuated property and nonlinear control for PWM rectifier
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2011
... 本文以三相电压型PWM整流器(下文简称“PWM整流器”)作为研究对象,通过分析整流器的欠驱动特性[10 ] ,结合欠驱动系统相关控制理念[11 ] ,从欠驱动的角度分析与解决整流器系统问题,从而优化其能源传输效率.本文从两方面出发,一方面,需要确保PWM整流器系统能够在受到外部扰动的情况下正常运行,提高系统应对外部扰动和面对参数变化时的稳定性;另一方面,改进PWM整流器控制策略,实现了电压快速响应、系统快速达到稳定状态,同时也具有高功率因数的优势,减少了系统运行过程中产生的谐波,提升了电能利用率.针对这两个问题,国内外学者进行了大量的研究,提出了很多智能控制方法.文献[12 ]中提出一种基于新型开关表的直接功率控制策略,改善网侧电流总谐波失真,有效降低输出直流电压波动和有功功率与无功功率脉动;文献[13 ]中引入自适应神经网络电压观测器,提出基于自适应神经网络观测的无电压传感器PWM整流器功率预测控制策略,有效抑制了网侧谐波的高频干扰及参数变化对预测精度的影响;文献[14 ]中采用一种改进型的非线性自抗扰控制方案,降低了交流侧电流总谐波含量,使直流侧电压具有更好的动静态性和鲁棒性,能够改善整流系统抗扰性及参数摄动等问题;文献[15 ]中提出一种基于顺序模型预测控制的低开关频率运行方法,设计双评价函数在降低整流器开关频率的同时降低了网侧电流畸变率,减小了有功功率波动;文献[16 ]中提出了基于准谐振扩张状态观测器的预测电流控制策略,使网侧电感变化具有更好的鲁棒性能,提高了闭环控制系统的稳定性;文献[17 ]中提出了基于振动坐标框架变换的单位功率因数控制.其他的非线性控制方法也被采用,如直接功率控制[18 ] 、模型预测控制[19 ] 、自抗扰控制(ADRC)策略[20 ] 等.对于PWM整流器,使其能高功率因素运行和快速响应,并确保系统能够有效应对外部扰动和拥有面对参数变化时高稳定性至关重要. ...
二阶非完整平面欠驱动机械系统的位置控制
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2021
... 本文以三相电压型PWM整流器(下文简称“PWM整流器”)作为研究对象,通过分析整流器的欠驱动特性[10 ] ,结合欠驱动系统相关控制理念[11 ] ,从欠驱动的角度分析与解决整流器系统问题,从而优化其能源传输效率.本文从两方面出发,一方面,需要确保PWM整流器系统能够在受到外部扰动的情况下正常运行,提高系统应对外部扰动和面对参数变化时的稳定性;另一方面,改进PWM整流器控制策略,实现了电压快速响应、系统快速达到稳定状态,同时也具有高功率因数的优势,减少了系统运行过程中产生的谐波,提升了电能利用率.针对这两个问题,国内外学者进行了大量的研究,提出了很多智能控制方法.文献[12 ]中提出一种基于新型开关表的直接功率控制策略,改善网侧电流总谐波失真,有效降低输出直流电压波动和有功功率与无功功率脉动;文献[13 ]中引入自适应神经网络电压观测器,提出基于自适应神经网络观测的无电压传感器PWM整流器功率预测控制策略,有效抑制了网侧谐波的高频干扰及参数变化对预测精度的影响;文献[14 ]中采用一种改进型的非线性自抗扰控制方案,降低了交流侧电流总谐波含量,使直流侧电压具有更好的动静态性和鲁棒性,能够改善整流系统抗扰性及参数摄动等问题;文献[15 ]中提出一种基于顺序模型预测控制的低开关频率运行方法,设计双评价函数在降低整流器开关频率的同时降低了网侧电流畸变率,减小了有功功率波动;文献[16 ]中提出了基于准谐振扩张状态观测器的预测电流控制策略,使网侧电感变化具有更好的鲁棒性能,提高了闭环控制系统的稳定性;文献[17 ]中提出了基于振动坐标框架变换的单位功率因数控制.其他的非线性控制方法也被采用,如直接功率控制[18 ] 、模型预测控制[19 ] 、自抗扰控制(ADRC)策略[20 ] 等.对于PWM整流器,使其能高功率因素运行和快速响应,并确保系统能够有效应对外部扰动和拥有面对参数变化时高稳定性至关重要. ...
Position control of second-order nonholonomic planar underactuated mechanical system
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2021
... 本文以三相电压型PWM整流器(下文简称“PWM整流器”)作为研究对象,通过分析整流器的欠驱动特性[10 ] ,结合欠驱动系统相关控制理念[11 ] ,从欠驱动的角度分析与解决整流器系统问题,从而优化其能源传输效率.本文从两方面出发,一方面,需要确保PWM整流器系统能够在受到外部扰动的情况下正常运行,提高系统应对外部扰动和面对参数变化时的稳定性;另一方面,改进PWM整流器控制策略,实现了电压快速响应、系统快速达到稳定状态,同时也具有高功率因数的优势,减少了系统运行过程中产生的谐波,提升了电能利用率.针对这两个问题,国内外学者进行了大量的研究,提出了很多智能控制方法.文献[12 ]中提出一种基于新型开关表的直接功率控制策略,改善网侧电流总谐波失真,有效降低输出直流电压波动和有功功率与无功功率脉动;文献[13 ]中引入自适应神经网络电压观测器,提出基于自适应神经网络观测的无电压传感器PWM整流器功率预测控制策略,有效抑制了网侧谐波的高频干扰及参数变化对预测精度的影响;文献[14 ]中采用一种改进型的非线性自抗扰控制方案,降低了交流侧电流总谐波含量,使直流侧电压具有更好的动静态性和鲁棒性,能够改善整流系统抗扰性及参数摄动等问题;文献[15 ]中提出一种基于顺序模型预测控制的低开关频率运行方法,设计双评价函数在降低整流器开关频率的同时降低了网侧电流畸变率,减小了有功功率波动;文献[16 ]中提出了基于准谐振扩张状态观测器的预测电流控制策略,使网侧电感变化具有更好的鲁棒性能,提高了闭环控制系统的稳定性;文献[17 ]中提出了基于振动坐标框架变换的单位功率因数控制.其他的非线性控制方法也被采用,如直接功率控制[18 ] 、模型预测控制[19 ] 、自抗扰控制(ADRC)策略[20 ] 等.对于PWM整流器,使其能高功率因素运行和快速响应,并确保系统能够有效应对外部扰动和拥有面对参数变化时高稳定性至关重要. ...
三相电压型PWM整流器新型开关表直接功率控制
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2023
... 本文以三相电压型PWM整流器(下文简称“PWM整流器”)作为研究对象,通过分析整流器的欠驱动特性[10 ] ,结合欠驱动系统相关控制理念[11 ] ,从欠驱动的角度分析与解决整流器系统问题,从而优化其能源传输效率.本文从两方面出发,一方面,需要确保PWM整流器系统能够在受到外部扰动的情况下正常运行,提高系统应对外部扰动和面对参数变化时的稳定性;另一方面,改进PWM整流器控制策略,实现了电压快速响应、系统快速达到稳定状态,同时也具有高功率因数的优势,减少了系统运行过程中产生的谐波,提升了电能利用率.针对这两个问题,国内外学者进行了大量的研究,提出了很多智能控制方法.文献[12 ]中提出一种基于新型开关表的直接功率控制策略,改善网侧电流总谐波失真,有效降低输出直流电压波动和有功功率与无功功率脉动;文献[13 ]中引入自适应神经网络电压观测器,提出基于自适应神经网络观测的无电压传感器PWM整流器功率预测控制策略,有效抑制了网侧谐波的高频干扰及参数变化对预测精度的影响;文献[14 ]中采用一种改进型的非线性自抗扰控制方案,降低了交流侧电流总谐波含量,使直流侧电压具有更好的动静态性和鲁棒性,能够改善整流系统抗扰性及参数摄动等问题;文献[15 ]中提出一种基于顺序模型预测控制的低开关频率运行方法,设计双评价函数在降低整流器开关频率的同时降低了网侧电流畸变率,减小了有功功率波动;文献[16 ]中提出了基于准谐振扩张状态观测器的预测电流控制策略,使网侧电感变化具有更好的鲁棒性能,提高了闭环控制系统的稳定性;文献[17 ]中提出了基于振动坐标框架变换的单位功率因数控制.其他的非线性控制方法也被采用,如直接功率控制[18 ] 、模型预测控制[19 ] 、自抗扰控制(ADRC)策略[20 ] 等.对于PWM整流器,使其能高功率因素运行和快速响应,并确保系统能够有效应对外部扰动和拥有面对参数变化时高稳定性至关重要. ...
New switching table direct power control for three-phase voltage source PWM rectifier
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2023
... 本文以三相电压型PWM整流器(下文简称“PWM整流器”)作为研究对象,通过分析整流器的欠驱动特性[10 ] ,结合欠驱动系统相关控制理念[11 ] ,从欠驱动的角度分析与解决整流器系统问题,从而优化其能源传输效率.本文从两方面出发,一方面,需要确保PWM整流器系统能够在受到外部扰动的情况下正常运行,提高系统应对外部扰动和面对参数变化时的稳定性;另一方面,改进PWM整流器控制策略,实现了电压快速响应、系统快速达到稳定状态,同时也具有高功率因数的优势,减少了系统运行过程中产生的谐波,提升了电能利用率.针对这两个问题,国内外学者进行了大量的研究,提出了很多智能控制方法.文献[12 ]中提出一种基于新型开关表的直接功率控制策略,改善网侧电流总谐波失真,有效降低输出直流电压波动和有功功率与无功功率脉动;文献[13 ]中引入自适应神经网络电压观测器,提出基于自适应神经网络观测的无电压传感器PWM整流器功率预测控制策略,有效抑制了网侧谐波的高频干扰及参数变化对预测精度的影响;文献[14 ]中采用一种改进型的非线性自抗扰控制方案,降低了交流侧电流总谐波含量,使直流侧电压具有更好的动静态性和鲁棒性,能够改善整流系统抗扰性及参数摄动等问题;文献[15 ]中提出一种基于顺序模型预测控制的低开关频率运行方法,设计双评价函数在降低整流器开关频率的同时降低了网侧电流畸变率,减小了有功功率波动;文献[16 ]中提出了基于准谐振扩张状态观测器的预测电流控制策略,使网侧电感变化具有更好的鲁棒性能,提高了闭环控制系统的稳定性;文献[17 ]中提出了基于振动坐标框架变换的单位功率因数控制.其他的非线性控制方法也被采用,如直接功率控制[18 ] 、模型预测控制[19 ] 、自抗扰控制(ADRC)策略[20 ] 等.对于PWM整流器,使其能高功率因素运行和快速响应,并确保系统能够有效应对外部扰动和拥有面对参数变化时高稳定性至关重要. ...
基于自适应神经网络观测的无电压传感器PWM整流器功率预测控制
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2021
... 本文以三相电压型PWM整流器(下文简称“PWM整流器”)作为研究对象,通过分析整流器的欠驱动特性[10 ] ,结合欠驱动系统相关控制理念[11 ] ,从欠驱动的角度分析与解决整流器系统问题,从而优化其能源传输效率.本文从两方面出发,一方面,需要确保PWM整流器系统能够在受到外部扰动的情况下正常运行,提高系统应对外部扰动和面对参数变化时的稳定性;另一方面,改进PWM整流器控制策略,实现了电压快速响应、系统快速达到稳定状态,同时也具有高功率因数的优势,减少了系统运行过程中产生的谐波,提升了电能利用率.针对这两个问题,国内外学者进行了大量的研究,提出了很多智能控制方法.文献[12 ]中提出一种基于新型开关表的直接功率控制策略,改善网侧电流总谐波失真,有效降低输出直流电压波动和有功功率与无功功率脉动;文献[13 ]中引入自适应神经网络电压观测器,提出基于自适应神经网络观测的无电压传感器PWM整流器功率预测控制策略,有效抑制了网侧谐波的高频干扰及参数变化对预测精度的影响;文献[14 ]中采用一种改进型的非线性自抗扰控制方案,降低了交流侧电流总谐波含量,使直流侧电压具有更好的动静态性和鲁棒性,能够改善整流系统抗扰性及参数摄动等问题;文献[15 ]中提出一种基于顺序模型预测控制的低开关频率运行方法,设计双评价函数在降低整流器开关频率的同时降低了网侧电流畸变率,减小了有功功率波动;文献[16 ]中提出了基于准谐振扩张状态观测器的预测电流控制策略,使网侧电感变化具有更好的鲁棒性能,提高了闭环控制系统的稳定性;文献[17 ]中提出了基于振动坐标框架变换的单位功率因数控制.其他的非线性控制方法也被采用,如直接功率控制[18 ] 、模型预测控制[19 ] 、自抗扰控制(ADRC)策略[20 ] 等.对于PWM整流器,使其能高功率因素运行和快速响应,并确保系统能够有效应对外部扰动和拥有面对参数变化时高稳定性至关重要. ...
Voltage-sensorless model predictive power control of PWM rectifier based on adaptive neural network observation
1
2021
... 本文以三相电压型PWM整流器(下文简称“PWM整流器”)作为研究对象,通过分析整流器的欠驱动特性[10 ] ,结合欠驱动系统相关控制理念[11 ] ,从欠驱动的角度分析与解决整流器系统问题,从而优化其能源传输效率.本文从两方面出发,一方面,需要确保PWM整流器系统能够在受到外部扰动的情况下正常运行,提高系统应对外部扰动和面对参数变化时的稳定性;另一方面,改进PWM整流器控制策略,实现了电压快速响应、系统快速达到稳定状态,同时也具有高功率因数的优势,减少了系统运行过程中产生的谐波,提升了电能利用率.针对这两个问题,国内外学者进行了大量的研究,提出了很多智能控制方法.文献[12 ]中提出一种基于新型开关表的直接功率控制策略,改善网侧电流总谐波失真,有效降低输出直流电压波动和有功功率与无功功率脉动;文献[13 ]中引入自适应神经网络电压观测器,提出基于自适应神经网络观测的无电压传感器PWM整流器功率预测控制策略,有效抑制了网侧谐波的高频干扰及参数变化对预测精度的影响;文献[14 ]中采用一种改进型的非线性自抗扰控制方案,降低了交流侧电流总谐波含量,使直流侧电压具有更好的动静态性和鲁棒性,能够改善整流系统抗扰性及参数摄动等问题;文献[15 ]中提出一种基于顺序模型预测控制的低开关频率运行方法,设计双评价函数在降低整流器开关频率的同时降低了网侧电流畸变率,减小了有功功率波动;文献[16 ]中提出了基于准谐振扩张状态观测器的预测电流控制策略,使网侧电感变化具有更好的鲁棒性能,提高了闭环控制系统的稳定性;文献[17 ]中提出了基于振动坐标框架变换的单位功率因数控制.其他的非线性控制方法也被采用,如直接功率控制[18 ] 、模型预测控制[19 ] 、自抗扰控制(ADRC)策略[20 ] 等.对于PWM整流器,使其能高功率因素运行和快速响应,并确保系统能够有效应对外部扰动和拥有面对参数变化时高稳定性至关重要. ...
三相电压型PWM整流器的自抗扰控制研究
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2023
... 本文以三相电压型PWM整流器(下文简称“PWM整流器”)作为研究对象,通过分析整流器的欠驱动特性[10 ] ,结合欠驱动系统相关控制理念[11 ] ,从欠驱动的角度分析与解决整流器系统问题,从而优化其能源传输效率.本文从两方面出发,一方面,需要确保PWM整流器系统能够在受到外部扰动的情况下正常运行,提高系统应对外部扰动和面对参数变化时的稳定性;另一方面,改进PWM整流器控制策略,实现了电压快速响应、系统快速达到稳定状态,同时也具有高功率因数的优势,减少了系统运行过程中产生的谐波,提升了电能利用率.针对这两个问题,国内外学者进行了大量的研究,提出了很多智能控制方法.文献[12 ]中提出一种基于新型开关表的直接功率控制策略,改善网侧电流总谐波失真,有效降低输出直流电压波动和有功功率与无功功率脉动;文献[13 ]中引入自适应神经网络电压观测器,提出基于自适应神经网络观测的无电压传感器PWM整流器功率预测控制策略,有效抑制了网侧谐波的高频干扰及参数变化对预测精度的影响;文献[14 ]中采用一种改进型的非线性自抗扰控制方案,降低了交流侧电流总谐波含量,使直流侧电压具有更好的动静态性和鲁棒性,能够改善整流系统抗扰性及参数摄动等问题;文献[15 ]中提出一种基于顺序模型预测控制的低开关频率运行方法,设计双评价函数在降低整流器开关频率的同时降低了网侧电流畸变率,减小了有功功率波动;文献[16 ]中提出了基于准谐振扩张状态观测器的预测电流控制策略,使网侧电感变化具有更好的鲁棒性能,提高了闭环控制系统的稳定性;文献[17 ]中提出了基于振动坐标框架变换的单位功率因数控制.其他的非线性控制方法也被采用,如直接功率控制[18 ] 、模型预测控制[19 ] 、自抗扰控制(ADRC)策略[20 ] 等.对于PWM整流器,使其能高功率因素运行和快速响应,并确保系统能够有效应对外部扰动和拥有面对参数变化时高稳定性至关重要. ...
... 针对上述问题分析,本文提出了一种基于EID误差估计的ADRC控制策略,以优化电流id 的波动.针对欠驱动控制变量u 0 ,根据电压内部动态方程设计电压外环控制器.传统的电压外环控制难以有效保证系统具有良好的动态性能和宽范围工作的稳定性.为此,本文引入基于EID误差估计的ADRC控制策略,确保PWM整流器系统的直流电压能够快速稳定,增强电网侧电压/负载具的抗扰能力.控制器逻辑如图6 所示.与文献[14 ]中的改进型自抗扰控制方法相比,本文的方法不仅响应速度更快抗扰动能力更强,还有效减少了系统在运行过程中电流产生的波动.图中:u r 为控制输入;u 01 为目标点的过渡信号;u f1 为误差信号转换的关于误差的非线性函数;$\hat{w}$ ( t )为w (t )的估计值;${\hat{d}}_{\mathrm{e}}$ ( t )为d e (t )的估计值;${\stackrel{~}{d}}_{\mathrm{e}}$ ( t )为滤波后的值;id r 为给定电流;e v1 为在dq 坐标系下电压观测值与给定值的差值. ...
Research on active disturbance rejection control of three phase voltage type PWM rectifier
2
2023
... 本文以三相电压型PWM整流器(下文简称“PWM整流器”)作为研究对象,通过分析整流器的欠驱动特性[10 ] ,结合欠驱动系统相关控制理念[11 ] ,从欠驱动的角度分析与解决整流器系统问题,从而优化其能源传输效率.本文从两方面出发,一方面,需要确保PWM整流器系统能够在受到外部扰动的情况下正常运行,提高系统应对外部扰动和面对参数变化时的稳定性;另一方面,改进PWM整流器控制策略,实现了电压快速响应、系统快速达到稳定状态,同时也具有高功率因数的优势,减少了系统运行过程中产生的谐波,提升了电能利用率.针对这两个问题,国内外学者进行了大量的研究,提出了很多智能控制方法.文献[12 ]中提出一种基于新型开关表的直接功率控制策略,改善网侧电流总谐波失真,有效降低输出直流电压波动和有功功率与无功功率脉动;文献[13 ]中引入自适应神经网络电压观测器,提出基于自适应神经网络观测的无电压传感器PWM整流器功率预测控制策略,有效抑制了网侧谐波的高频干扰及参数变化对预测精度的影响;文献[14 ]中采用一种改进型的非线性自抗扰控制方案,降低了交流侧电流总谐波含量,使直流侧电压具有更好的动静态性和鲁棒性,能够改善整流系统抗扰性及参数摄动等问题;文献[15 ]中提出一种基于顺序模型预测控制的低开关频率运行方法,设计双评价函数在降低整流器开关频率的同时降低了网侧电流畸变率,减小了有功功率波动;文献[16 ]中提出了基于准谐振扩张状态观测器的预测电流控制策略,使网侧电感变化具有更好的鲁棒性能,提高了闭环控制系统的稳定性;文献[17 ]中提出了基于振动坐标框架变换的单位功率因数控制.其他的非线性控制方法也被采用,如直接功率控制[18 ] 、模型预测控制[19 ] 、自抗扰控制(ADRC)策略[20 ] 等.对于PWM整流器,使其能高功率因素运行和快速响应,并确保系统能够有效应对外部扰动和拥有面对参数变化时高稳定性至关重要. ...
... 针对上述问题分析,本文提出了一种基于EID误差估计的ADRC控制策略,以优化电流id 的波动.针对欠驱动控制变量u 0 ,根据电压内部动态方程设计电压外环控制器.传统的电压外环控制难以有效保证系统具有良好的动态性能和宽范围工作的稳定性.为此,本文引入基于EID误差估计的ADRC控制策略,确保PWM整流器系统的直流电压能够快速稳定,增强电网侧电压/负载具的抗扰能力.控制器逻辑如图6 所示.与文献[14 ]中的改进型自抗扰控制方法相比,本文的方法不仅响应速度更快抗扰动能力更强,还有效减少了系统在运行过程中电流产生的波动.图中:u r 为控制输入;u 01 为目标点的过渡信号;u f1 为误差信号转换的关于误差的非线性函数;$\hat{w}$ ( t )为w (t )的估计值;${\hat{d}}_{\mathrm{e}}$ ( t )为d e (t )的估计值;${\stackrel{~}{d}}_{\mathrm{e}}$ ( t )为滤波后的值;id r 为给定电流;e v1 为在dq 坐标系下电压观测值与给定值的差值. ...
降低不平衡电网下PWM整流器开关频率的顺序模型预测直接功率控制方法
1
2021
... 本文以三相电压型PWM整流器(下文简称“PWM整流器”)作为研究对象,通过分析整流器的欠驱动特性[10 ] ,结合欠驱动系统相关控制理念[11 ] ,从欠驱动的角度分析与解决整流器系统问题,从而优化其能源传输效率.本文从两方面出发,一方面,需要确保PWM整流器系统能够在受到外部扰动的情况下正常运行,提高系统应对外部扰动和面对参数变化时的稳定性;另一方面,改进PWM整流器控制策略,实现了电压快速响应、系统快速达到稳定状态,同时也具有高功率因数的优势,减少了系统运行过程中产生的谐波,提升了电能利用率.针对这两个问题,国内外学者进行了大量的研究,提出了很多智能控制方法.文献[12 ]中提出一种基于新型开关表的直接功率控制策略,改善网侧电流总谐波失真,有效降低输出直流电压波动和有功功率与无功功率脉动;文献[13 ]中引入自适应神经网络电压观测器,提出基于自适应神经网络观测的无电压传感器PWM整流器功率预测控制策略,有效抑制了网侧谐波的高频干扰及参数变化对预测精度的影响;文献[14 ]中采用一种改进型的非线性自抗扰控制方案,降低了交流侧电流总谐波含量,使直流侧电压具有更好的动静态性和鲁棒性,能够改善整流系统抗扰性及参数摄动等问题;文献[15 ]中提出一种基于顺序模型预测控制的低开关频率运行方法,设计双评价函数在降低整流器开关频率的同时降低了网侧电流畸变率,减小了有功功率波动;文献[16 ]中提出了基于准谐振扩张状态观测器的预测电流控制策略,使网侧电感变化具有更好的鲁棒性能,提高了闭环控制系统的稳定性;文献[17 ]中提出了基于振动坐标框架变换的单位功率因数控制.其他的非线性控制方法也被采用,如直接功率控制[18 ] 、模型预测控制[19 ] 、自抗扰控制(ADRC)策略[20 ] 等.对于PWM整流器,使其能高功率因素运行和快速响应,并确保系统能够有效应对外部扰动和拥有面对参数变化时高稳定性至关重要. ...
Sequential model predictive control to reduce the switching of PWM rectifier under unbalanced grid-side conditions
1
2021
... 本文以三相电压型PWM整流器(下文简称“PWM整流器”)作为研究对象,通过分析整流器的欠驱动特性[10 ] ,结合欠驱动系统相关控制理念[11 ] ,从欠驱动的角度分析与解决整流器系统问题,从而优化其能源传输效率.本文从两方面出发,一方面,需要确保PWM整流器系统能够在受到外部扰动的情况下正常运行,提高系统应对外部扰动和面对参数变化时的稳定性;另一方面,改进PWM整流器控制策略,实现了电压快速响应、系统快速达到稳定状态,同时也具有高功率因数的优势,减少了系统运行过程中产生的谐波,提升了电能利用率.针对这两个问题,国内外学者进行了大量的研究,提出了很多智能控制方法.文献[12 ]中提出一种基于新型开关表的直接功率控制策略,改善网侧电流总谐波失真,有效降低输出直流电压波动和有功功率与无功功率脉动;文献[13 ]中引入自适应神经网络电压观测器,提出基于自适应神经网络观测的无电压传感器PWM整流器功率预测控制策略,有效抑制了网侧谐波的高频干扰及参数变化对预测精度的影响;文献[14 ]中采用一种改进型的非线性自抗扰控制方案,降低了交流侧电流总谐波含量,使直流侧电压具有更好的动静态性和鲁棒性,能够改善整流系统抗扰性及参数摄动等问题;文献[15 ]中提出一种基于顺序模型预测控制的低开关频率运行方法,设计双评价函数在降低整流器开关频率的同时降低了网侧电流畸变率,减小了有功功率波动;文献[16 ]中提出了基于准谐振扩张状态观测器的预测电流控制策略,使网侧电感变化具有更好的鲁棒性能,提高了闭环控制系统的稳定性;文献[17 ]中提出了基于振动坐标框架变换的单位功率因数控制.其他的非线性控制方法也被采用,如直接功率控制[18 ] 、模型预测控制[19 ] 、自抗扰控制(ADRC)策略[20 ] 等.对于PWM整流器,使其能高功率因素运行和快速响应,并确保系统能够有效应对外部扰动和拥有面对参数变化时高稳定性至关重要. ...
A quasi-resonant extended state observer-based predictive current control strategy for three-phase PWM rectifier
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2022
... 本文以三相电压型PWM整流器(下文简称“PWM整流器”)作为研究对象,通过分析整流器的欠驱动特性[10 ] ,结合欠驱动系统相关控制理念[11 ] ,从欠驱动的角度分析与解决整流器系统问题,从而优化其能源传输效率.本文从两方面出发,一方面,需要确保PWM整流器系统能够在受到外部扰动的情况下正常运行,提高系统应对外部扰动和面对参数变化时的稳定性;另一方面,改进PWM整流器控制策略,实现了电压快速响应、系统快速达到稳定状态,同时也具有高功率因数的优势,减少了系统运行过程中产生的谐波,提升了电能利用率.针对这两个问题,国内外学者进行了大量的研究,提出了很多智能控制方法.文献[12 ]中提出一种基于新型开关表的直接功率控制策略,改善网侧电流总谐波失真,有效降低输出直流电压波动和有功功率与无功功率脉动;文献[13 ]中引入自适应神经网络电压观测器,提出基于自适应神经网络观测的无电压传感器PWM整流器功率预测控制策略,有效抑制了网侧谐波的高频干扰及参数变化对预测精度的影响;文献[14 ]中采用一种改进型的非线性自抗扰控制方案,降低了交流侧电流总谐波含量,使直流侧电压具有更好的动静态性和鲁棒性,能够改善整流系统抗扰性及参数摄动等问题;文献[15 ]中提出一种基于顺序模型预测控制的低开关频率运行方法,设计双评价函数在降低整流器开关频率的同时降低了网侧电流畸变率,减小了有功功率波动;文献[16 ]中提出了基于准谐振扩张状态观测器的预测电流控制策略,使网侧电感变化具有更好的鲁棒性能,提高了闭环控制系统的稳定性;文献[17 ]中提出了基于振动坐标框架变换的单位功率因数控制.其他的非线性控制方法也被采用,如直接功率控制[18 ] 、模型预测控制[19 ] 、自抗扰控制(ADRC)策略[20 ] 等.对于PWM整流器,使其能高功率因素运行和快速响应,并确保系统能够有效应对外部扰动和拥有面对参数变化时高稳定性至关重要. ...
Vibrating coordinates frame transformation based unity power factor control of a three-phase converter at grid voltage imbalance and harmonics
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2022
... 本文以三相电压型PWM整流器(下文简称“PWM整流器”)作为研究对象,通过分析整流器的欠驱动特性[10 ] ,结合欠驱动系统相关控制理念[11 ] ,从欠驱动的角度分析与解决整流器系统问题,从而优化其能源传输效率.本文从两方面出发,一方面,需要确保PWM整流器系统能够在受到外部扰动的情况下正常运行,提高系统应对外部扰动和面对参数变化时的稳定性;另一方面,改进PWM整流器控制策略,实现了电压快速响应、系统快速达到稳定状态,同时也具有高功率因数的优势,减少了系统运行过程中产生的谐波,提升了电能利用率.针对这两个问题,国内外学者进行了大量的研究,提出了很多智能控制方法.文献[12 ]中提出一种基于新型开关表的直接功率控制策略,改善网侧电流总谐波失真,有效降低输出直流电压波动和有功功率与无功功率脉动;文献[13 ]中引入自适应神经网络电压观测器,提出基于自适应神经网络观测的无电压传感器PWM整流器功率预测控制策略,有效抑制了网侧谐波的高频干扰及参数变化对预测精度的影响;文献[14 ]中采用一种改进型的非线性自抗扰控制方案,降低了交流侧电流总谐波含量,使直流侧电压具有更好的动静态性和鲁棒性,能够改善整流系统抗扰性及参数摄动等问题;文献[15 ]中提出一种基于顺序模型预测控制的低开关频率运行方法,设计双评价函数在降低整流器开关频率的同时降低了网侧电流畸变率,减小了有功功率波动;文献[16 ]中提出了基于准谐振扩张状态观测器的预测电流控制策略,使网侧电感变化具有更好的鲁棒性能,提高了闭环控制系统的稳定性;文献[17 ]中提出了基于振动坐标框架变换的单位功率因数控制.其他的非线性控制方法也被采用,如直接功率控制[18 ] 、模型预测控制[19 ] 、自抗扰控制(ADRC)策略[20 ] 等.对于PWM整流器,使其能高功率因素运行和快速响应,并确保系统能够有效应对外部扰动和拥有面对参数变化时高稳定性至关重要. ...
不平衡电网下三相PWM整流器预测直接功率控制
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2022
... 本文以三相电压型PWM整流器(下文简称“PWM整流器”)作为研究对象,通过分析整流器的欠驱动特性[10 ] ,结合欠驱动系统相关控制理念[11 ] ,从欠驱动的角度分析与解决整流器系统问题,从而优化其能源传输效率.本文从两方面出发,一方面,需要确保PWM整流器系统能够在受到外部扰动的情况下正常运行,提高系统应对外部扰动和面对参数变化时的稳定性;另一方面,改进PWM整流器控制策略,实现了电压快速响应、系统快速达到稳定状态,同时也具有高功率因数的优势,减少了系统运行过程中产生的谐波,提升了电能利用率.针对这两个问题,国内外学者进行了大量的研究,提出了很多智能控制方法.文献[12 ]中提出一种基于新型开关表的直接功率控制策略,改善网侧电流总谐波失真,有效降低输出直流电压波动和有功功率与无功功率脉动;文献[13 ]中引入自适应神经网络电压观测器,提出基于自适应神经网络观测的无电压传感器PWM整流器功率预测控制策略,有效抑制了网侧谐波的高频干扰及参数变化对预测精度的影响;文献[14 ]中采用一种改进型的非线性自抗扰控制方案,降低了交流侧电流总谐波含量,使直流侧电压具有更好的动静态性和鲁棒性,能够改善整流系统抗扰性及参数摄动等问题;文献[15 ]中提出一种基于顺序模型预测控制的低开关频率运行方法,设计双评价函数在降低整流器开关频率的同时降低了网侧电流畸变率,减小了有功功率波动;文献[16 ]中提出了基于准谐振扩张状态观测器的预测电流控制策略,使网侧电感变化具有更好的鲁棒性能,提高了闭环控制系统的稳定性;文献[17 ]中提出了基于振动坐标框架变换的单位功率因数控制.其他的非线性控制方法也被采用,如直接功率控制[18 ] 、模型预测控制[19 ] 、自抗扰控制(ADRC)策略[20 ] 等.对于PWM整流器,使其能高功率因素运行和快速响应,并确保系统能够有效应对外部扰动和拥有面对参数变化时高稳定性至关重要. ...
Predictive direct power control of three phase PWM rectifier under unbalanced grid
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2022
... 本文以三相电压型PWM整流器(下文简称“PWM整流器”)作为研究对象,通过分析整流器的欠驱动特性[10 ] ,结合欠驱动系统相关控制理念[11 ] ,从欠驱动的角度分析与解决整流器系统问题,从而优化其能源传输效率.本文从两方面出发,一方面,需要确保PWM整流器系统能够在受到外部扰动的情况下正常运行,提高系统应对外部扰动和面对参数变化时的稳定性;另一方面,改进PWM整流器控制策略,实现了电压快速响应、系统快速达到稳定状态,同时也具有高功率因数的优势,减少了系统运行过程中产生的谐波,提升了电能利用率.针对这两个问题,国内外学者进行了大量的研究,提出了很多智能控制方法.文献[12 ]中提出一种基于新型开关表的直接功率控制策略,改善网侧电流总谐波失真,有效降低输出直流电压波动和有功功率与无功功率脉动;文献[13 ]中引入自适应神经网络电压观测器,提出基于自适应神经网络观测的无电压传感器PWM整流器功率预测控制策略,有效抑制了网侧谐波的高频干扰及参数变化对预测精度的影响;文献[14 ]中采用一种改进型的非线性自抗扰控制方案,降低了交流侧电流总谐波含量,使直流侧电压具有更好的动静态性和鲁棒性,能够改善整流系统抗扰性及参数摄动等问题;文献[15 ]中提出一种基于顺序模型预测控制的低开关频率运行方法,设计双评价函数在降低整流器开关频率的同时降低了网侧电流畸变率,减小了有功功率波动;文献[16 ]中提出了基于准谐振扩张状态观测器的预测电流控制策略,使网侧电感变化具有更好的鲁棒性能,提高了闭环控制系统的稳定性;文献[17 ]中提出了基于振动坐标框架变换的单位功率因数控制.其他的非线性控制方法也被采用,如直接功率控制[18 ] 、模型预测控制[19 ] 、自抗扰控制(ADRC)策略[20 ] 等.对于PWM整流器,使其能高功率因素运行和快速响应,并确保系统能够有效应对外部扰动和拥有面对参数变化时高稳定性至关重要. ...
基于改进虚拟正交信号的单相PWM整流器模型预测功率控制
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2021
... 本文以三相电压型PWM整流器(下文简称“PWM整流器”)作为研究对象,通过分析整流器的欠驱动特性[10 ] ,结合欠驱动系统相关控制理念[11 ] ,从欠驱动的角度分析与解决整流器系统问题,从而优化其能源传输效率.本文从两方面出发,一方面,需要确保PWM整流器系统能够在受到外部扰动的情况下正常运行,提高系统应对外部扰动和面对参数变化时的稳定性;另一方面,改进PWM整流器控制策略,实现了电压快速响应、系统快速达到稳定状态,同时也具有高功率因数的优势,减少了系统运行过程中产生的谐波,提升了电能利用率.针对这两个问题,国内外学者进行了大量的研究,提出了很多智能控制方法.文献[12 ]中提出一种基于新型开关表的直接功率控制策略,改善网侧电流总谐波失真,有效降低输出直流电压波动和有功功率与无功功率脉动;文献[13 ]中引入自适应神经网络电压观测器,提出基于自适应神经网络观测的无电压传感器PWM整流器功率预测控制策略,有效抑制了网侧谐波的高频干扰及参数变化对预测精度的影响;文献[14 ]中采用一种改进型的非线性自抗扰控制方案,降低了交流侧电流总谐波含量,使直流侧电压具有更好的动静态性和鲁棒性,能够改善整流系统抗扰性及参数摄动等问题;文献[15 ]中提出一种基于顺序模型预测控制的低开关频率运行方法,设计双评价函数在降低整流器开关频率的同时降低了网侧电流畸变率,减小了有功功率波动;文献[16 ]中提出了基于准谐振扩张状态观测器的预测电流控制策略,使网侧电感变化具有更好的鲁棒性能,提高了闭环控制系统的稳定性;文献[17 ]中提出了基于振动坐标框架变换的单位功率因数控制.其他的非线性控制方法也被采用,如直接功率控制[18 ] 、模型预测控制[19 ] 、自抗扰控制(ADRC)策略[20 ] 等.对于PWM整流器,使其能高功率因素运行和快速响应,并确保系统能够有效应对外部扰动和拥有面对参数变化时高稳定性至关重要. ...
Model predictive power control of single-phase PWM rectifier based on improved virtual quadrature signal
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2021
... 本文以三相电压型PWM整流器(下文简称“PWM整流器”)作为研究对象,通过分析整流器的欠驱动特性[10 ] ,结合欠驱动系统相关控制理念[11 ] ,从欠驱动的角度分析与解决整流器系统问题,从而优化其能源传输效率.本文从两方面出发,一方面,需要确保PWM整流器系统能够在受到外部扰动的情况下正常运行,提高系统应对外部扰动和面对参数变化时的稳定性;另一方面,改进PWM整流器控制策略,实现了电压快速响应、系统快速达到稳定状态,同时也具有高功率因数的优势,减少了系统运行过程中产生的谐波,提升了电能利用率.针对这两个问题,国内外学者进行了大量的研究,提出了很多智能控制方法.文献[12 ]中提出一种基于新型开关表的直接功率控制策略,改善网侧电流总谐波失真,有效降低输出直流电压波动和有功功率与无功功率脉动;文献[13 ]中引入自适应神经网络电压观测器,提出基于自适应神经网络观测的无电压传感器PWM整流器功率预测控制策略,有效抑制了网侧谐波的高频干扰及参数变化对预测精度的影响;文献[14 ]中采用一种改进型的非线性自抗扰控制方案,降低了交流侧电流总谐波含量,使直流侧电压具有更好的动静态性和鲁棒性,能够改善整流系统抗扰性及参数摄动等问题;文献[15 ]中提出一种基于顺序模型预测控制的低开关频率运行方法,设计双评价函数在降低整流器开关频率的同时降低了网侧电流畸变率,减小了有功功率波动;文献[16 ]中提出了基于准谐振扩张状态观测器的预测电流控制策略,使网侧电感变化具有更好的鲁棒性能,提高了闭环控制系统的稳定性;文献[17 ]中提出了基于振动坐标框架变换的单位功率因数控制.其他的非线性控制方法也被采用,如直接功率控制[18 ] 、模型预测控制[19 ] 、自抗扰控制(ADRC)策略[20 ] 等.对于PWM整流器,使其能高功率因素运行和快速响应,并确保系统能够有效应对外部扰动和拥有面对参数变化时高稳定性至关重要. ...
Suppression of low-frequency oscillation in traction network of high-speed railway based on auto-disturbance rejection control
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2016
... 本文以三相电压型PWM整流器(下文简称“PWM整流器”)作为研究对象,通过分析整流器的欠驱动特性[10 ] ,结合欠驱动系统相关控制理念[11 ] ,从欠驱动的角度分析与解决整流器系统问题,从而优化其能源传输效率.本文从两方面出发,一方面,需要确保PWM整流器系统能够在受到外部扰动的情况下正常运行,提高系统应对外部扰动和面对参数变化时的稳定性;另一方面,改进PWM整流器控制策略,实现了电压快速响应、系统快速达到稳定状态,同时也具有高功率因数的优势,减少了系统运行过程中产生的谐波,提升了电能利用率.针对这两个问题,国内外学者进行了大量的研究,提出了很多智能控制方法.文献[12 ]中提出一种基于新型开关表的直接功率控制策略,改善网侧电流总谐波失真,有效降低输出直流电压波动和有功功率与无功功率脉动;文献[13 ]中引入自适应神经网络电压观测器,提出基于自适应神经网络观测的无电压传感器PWM整流器功率预测控制策略,有效抑制了网侧谐波的高频干扰及参数变化对预测精度的影响;文献[14 ]中采用一种改进型的非线性自抗扰控制方案,降低了交流侧电流总谐波含量,使直流侧电压具有更好的动静态性和鲁棒性,能够改善整流系统抗扰性及参数摄动等问题;文献[15 ]中提出一种基于顺序模型预测控制的低开关频率运行方法,设计双评价函数在降低整流器开关频率的同时降低了网侧电流畸变率,减小了有功功率波动;文献[16 ]中提出了基于准谐振扩张状态观测器的预测电流控制策略,使网侧电感变化具有更好的鲁棒性能,提高了闭环控制系统的稳定性;文献[17 ]中提出了基于振动坐标框架变换的单位功率因数控制.其他的非线性控制方法也被采用,如直接功率控制[18 ] 、模型预测控制[19 ] 、自抗扰控制(ADRC)策略[20 ] 等.对于PWM整流器,使其能高功率因素运行和快速响应,并确保系统能够有效应对外部扰动和拥有面对参数变化时高稳定性至关重要. ...
Stability theory for ordinary differential equations
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1968
... 当$\stackrel{·}{V}$ $\stackrel{·}{s}$ [21 ] ,当t →∞时,所有解均收敛于所有点集合的最大不变集,则系统全局渐近稳定. ...
Improving disturbance-rejection performance based on an equivalent-input-disturbance approach
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2008
... 根据文献[22 ]中所述EID误差估计原理,可得干扰估计值: ...
... 等价输入干扰控制方法是一种主动扰动抑制方法,由She等[22 ] 提出.其核心思想是根据扰动对系统输出的影响效果,定义一个与外界扰动等价的输入端干扰,通过在输入通道引入EID误差估计来抵消外界扰动对系统输出的影响,该干扰可直接通过状态观测器获得,无需系统的逆模型. ...
一种改进的三相PWM整流器模型预测控制方法研究
1
2020
... 为了验证上述分析的模型正确性和设计控制器的可行性,在MATLAB/Simulink中建立了PWM整流器的实验仿真模型,PWM整流器实验仿真的基本结构如图2 所示.通过查阅相关资料[23 25 ] ,确定PWM整流器常见的工作参数区间.针对实际应用场景,仿真采用的系统参数如表2 所示. ...
Improved model predictive direct power control for three-phase PWM rectifier
1
2020
... 为了验证上述分析的模型正确性和设计控制器的可行性,在MATLAB/Simulink中建立了PWM整流器的实验仿真模型,PWM整流器实验仿真的基本结构如图2 所示.通过查阅相关资料[23 25 ] ,确定PWM整流器常见的工作参数区间.针对实际应用场景,仿真采用的系统参数如表2 所示. ...
基于在线扰动补偿的三电平PWM整流器级联式无差拍控制策略
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2022
Cascaded deadbeat control strategy with online disturbance compensation for three-level PWM rectifier
0
2022
An improved zero-voltage and zero-current-switching phase-shift full-bridge PWM converter with low output current ripple
1
2023
... 为了验证上述分析的模型正确性和设计控制器的可行性,在MATLAB/Simulink中建立了PWM整流器的实验仿真模型,PWM整流器实验仿真的基本结构如图2 所示.通过查阅相关资料[23 25 ] ,确定PWM整流器常见的工作参数区间.针对实际应用场景,仿真采用的系统参数如表2 所示. ...
