数字化模型下的气体绝缘封闭开关设备特高频信号反演实际放电量方法

doi:10.16183/j.cnki.jsjtu.2023.374

数字化模型下的气体绝缘封闭开关设备特高频信号反演实际放电量方法

陶然¹, 沈培锋², 陈挺², 罗林根^,¹, 盛戈皞¹, 江秀臣¹

1.上海交通大学电气工程系,上海 200240

2.国网江苏省电力有限公司泰州供电分公司,江苏泰州 225315

Estimation Method of Actual Discharge Quantity Inferred from Ultra-High Frequency Signals in Digital Modeling of GIS

TAO Ran¹, SHEN Peifeng², CHEN Ting², LUO Lingen^,¹, SHENG Gehao¹, JIANG Xiuchen¹

1. Department of Electrical Engineering, Shanghai Jiao Tong University, Shanghai 200240, China

2. Taizhou Power Supply Branch of State Grid Jiangsu Electric Power Co., Ltd., Taizhou 225315, Jiangsu, China

通讯作者: 罗林根,副研究员;E-mail:llg523@sjtu.edu.cn.

责任编辑: 王一凡

收稿日期: 2023-08-7 接受日期: 2023-09-28

基金资助:

国家电网有限公司科技项目(5700-202118193A-0-0-00)

Received: 2023-08-7 Accepted: 2023-09-28

作者简介 About authors

陶然(1998—),硕士生,从事电力设备状态监测研究.

摘要

对气体绝缘封闭开关设备(GIS)局部放电(PD)的检测是进行状态评估和故障诊断行之有效的方法.放电量估计是PD检测中的重要内容,脉冲电流法是通用的测量方法,但无法在线应用.针对这一问题,基于特高频(UHF)信号对时间的二次积分值估计最大实际放电量,提出了数字化模型下GIS的UHF信号反演实际放电量的方法.首先,建立GIS数字化模型及局部放电源、UHF传感器模型;然后,采用更适用于大尺寸运算的时域有限差分(FDTD)法模拟放电脉冲激发电磁波传播的过程,利用仿真数据验证通过UHF信号对时间积分的值来估计实际放电量方法的合理性,并给出了电磁波在GIS内传播中电磁场的分布图;最后,通过与高压试验结果的对比分析给出了影响实际放电量估计准确性的因素.研究结论为基于数字化模型的GIS内部实际放电量反演分析提供解决思路,且相较于有限元法在求解时间上更具优势.

关键词： 气体绝缘封闭开关设备; 局部放电; 特高频; 局部放电定量

Abstract

The detection of partial discharge (PD) in gas insulated switchgear (GIS) is an effective method for state assessment and fault diagnosis. The estimation of discharge amount is important in PD detection. The common measurement method is the pulse current method, but it can not be applied online. To solve this problem, this paper proposes a method for estimating the maximum actual discharge based on the quadratic integral value of ultra high frequency (UHF) signal. A method for retrieving the actual discharge of GIS using the UHF signal in a digital model is proposed. First, a GIS digital model, local discharge power source, and UHF sensor model are established. Then, the finite difference time domain (FDTD) method, which is more suitable for large-scale operation, is used to simulate the process of electromagnetic wave propagation stimulated by discharge pulse, and the simulation data is used to verify the rationality of the method in estimating the actual discharge by using the time integral of the UHF signal. The distribution of the electromagnetic field in GIS is also given. Finally, the factors influencing the accuracy of actual discharge estimate are discussed by comparing with the high voltage test results. The findings provide a solution for the inverse analysis of the actual internal discharge in GIS based on the digital model. Compared to the finite element method, this approach offers more advantages in solving time.

Keywords： gas insulated switchgear (GIS); partial discharge (PD); ultra high frequency (UHF); partial discharge quantification

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本文引用格式

陶然, 沈培锋, 陈挺, 罗林根, 盛戈皞, 江秀臣. 数字化模型下的气体绝缘封闭开关设备特高频信号反演实际放电量方法[J]. 上海交通大学学报, 2025, 59(6): 800-811 doi:10.16183/j.cnki.jsjtu.2023.374

TAO Ran, SHEN Peifeng, CHEN Ting, LUO Lingen, SHENG Gehao, JIANG Xiuchen. Estimation Method of Actual Discharge Quantity Inferred from Ultra-High Frequency Signals in Digital Modeling of GIS[J]. Journal of Shanghai Jiaotong University, 2025, 59(6): 800-811 doi:10.16183/j.cnki.jsjtu.2023.374

由于生产制造工艺、现成装配无法做到完美,运行过程中操作机构动作等因素,在气体绝缘封闭开关设备(GIS)内部可能会出现绝缘缺陷.这些绝缘缺陷未必达到引发闪络和击穿的程度,但会导致局部放电的频繁发生.单次局部放电不一定会对GIS的绝缘性能产生显著的影响,但长久以往绝缘介质不断受损,最终导致绝缘失效引发事故,因此,需要监测并评估GIS的绝缘情况.研究和实验表明^[1-2],局部放电与绝缘材料劣化和击穿具有很强的相关性,因此对局部放电监测可以有效地检测GIS的绝缘状态,及时对突发性故障进行早期发现判断.传统的脉冲电流法可以直接给出局部放电的视在放电量,但总的来说该方法测量频率低、信息量少,且无法在线应用.目前在GIS的局部放电检测中得到良好应用的是特高频(UHF)检测法,它测量的是局部放电时激发的电磁波信号.发生局部放电时,电荷会在以ns为单位的时间内发生中和,产生一个很陡的电流脉冲,频率可达GHz级别,即向外辐射出了高频电磁波.研究表明^[3],该高频电磁波的频谱特性与放电源和放电间隙均有关,因此也可以通过特高频法实现多种局部放电源的实时在线分离^[4].

虽然特高频法能够实现对于是否发生局部放电的检测和放电源的定位,但是对于如何利用特高频信号估计放电量仍然没有一个明确的结论.基于IEC 60270^[5]的要求,学者们研究了利用局部放电引起的特高频电磁波来估计放电量的方法.吴建蓉等^[6]通过研究特高频信号幅值与局部放电电流脉冲的关系,证明局部放电电流脉冲的上升沿时间和下降沿时间决定了接收到特高频信号的幅值;Kang等^[7]基于特高频信号能量对局部放电进行标定,同时给出了放电能量与视在放电量之间的对应关系曲线.Judd等^[8-9]分析了不同尺寸缺陷模型放电特高频信号幅值与视在放电量之间的对应关系,以及使用时域有限差分(FDTD)法对电磁波的传播特性进行研究,发现由于GIS同轴结构内部有许多不连续处,特高频电磁波信号经过时,将衰减到原来信号强度的1/3~1/10.Cleary等^[10]对变压器中不同类型缺陷的视在放电量与特高频信号能量之间的关系展开了大量的探索,证明了尖刺缺陷放电的视在放电量与特高频信号能量之间存在特定对应关系;Ohtsuka等^[11]通过研究金属颗粒在GIS内不同位置引起的缺陷放电特性,证明了自由金属颗粒缺陷放电的视在放电量与特高频信号之间存在着特定对应关系,以及不同特高频传感器所输出信号幅值与实际放电量之间存在对应关系,另外理论推导了局部放电激发出电磁波的横向电磁场(TEM)模分量的重积分与局部放电量的线性关系.此外,该研究团队根据电流脉冲波形的积分决定视在放电量,其微分决定特高频信号波形的理论,提出了特高频信号二次积分与放电量成线性关系.

近年来,数字孪生技术广泛应用于将实际设备映射到数字虚拟模型中以更好地进行设备评估和诊断^[12-14].利用COMSOL等有限元(FEM)求解软件,按照实际的GIS模型建立数字模型,再施加对应的激励源,仿真结果与实验结果吻合较好^[15].但FEM方法需要事前划分三角形网格,求解时长较长,FDTD法相较与FEM法,运算速度更快,适用于大尺寸的仿真.邵先军等^[16]考虑使用FDTD法代替FEM法进行数值仿真,建立与之对应的FDTD模型,结合特高频电磁波传播特性进行GIS浇筑孔附近UHF信号仿真.

综上所述,当前研究主要集中在特定的绝缘缺陷情形下探究UHF信号与电流脉冲波形和视在放电量的联系,尚无法全面反映UHF信号与内部放电量的关联.这是因为通过特高频信号标定视在放电量需要进行大量的高压试验,但影响局部放电的因素很多,在实际的局部放电试验中又很难顾及众多因素,例如试验需要不同放电模型,变化的外界环境对试验条件提出了很高的要求.另一方面,当前研究所估算的是视在放电量,如何将其应用于实际GIS的局部放电严重性评估仍然需要进一步探究.

本文针对上述问题,根据理论分析局部放电产生的UHF信号中横电磁波与最大实际放电量之间的关联,在此基础上提出了基于GIS数字化模型的特高频信号反演实际放电量的方法,探索了UHF信号与实际放电量的关系.相较于视在放电量,反演所得的实际放电量更有利于对局部放电的严重性进行评估.而数字化模型及其仿真方法的应用,既能针对更多的绝缘缺陷及更复杂的设备内部情况开展研究,又避免了大量的绝缘缺陷高压试验.另外,考虑到FEM在大尺寸模型中的耗时长问题,使用FDTD对不同源和检测点的位置下该方法的有效性进行仿真验证,在保证精度的情况下节省运算时间.

1 GIS内电磁波传播特性

研究和实测数据表明^[16],在GIS内发生局部放电激发的高频电磁波,以TEM横电波(TE)以及横磁波(TM)成分组合得到.根据麦克斯韦波动方程,TE或TM波可以表示为

(1)

\begin{array}{l} \frac{1}{r} \frac{\partial}{\partial r} (r \frac{\partial ϕ}{\partial r}) + \frac{1}{r^{2}} \frac{\partial^{2} ϕ}{\partial φ^{2}} + (k^{2} - β^{2}) ϕ = 0 \\ \frac{r}{R} \frac{d}{d r} (r \frac{d R}{d r}) + k_{c}^{2} r^{2} = - \frac{1}{ϕ} \frac{d^{2} ϕ}{d φ^{2}} \end{array}\}

式中:r为波导径向的尺寸;ϕ为描述电磁波分布的波函数;φ为柱坐标下的角坐标;k为代表波的空间频率的波数;β为波的传播常数;R为径向函数,描述波函数在r方向的分布;k_c=2π/λ_c为截止波数,λ_c为电磁波在该介质中传播的截止波长.解出TE和TM横波的纵向分量:

(2)

\frac{H_{z}}{E_{z}}

=R(r)ϕ(φ)e^-j^βz

式中:H_z为磁场的纵向分量;E_z为电场的纵向分量;R(r)和ϕ(φ)分别为第一类与第二类贝塞尔函数;j为虚数单位;z波纵向传播的坐标.根据以上推导可知,当 $k_{c}^{2}$ =k²时,TE和TM横波的传播会出现截止;文献[17]中给出,当频率在500 MHz以上时,TE和TM波才能在GIS中传播.

将GIS内高频电磁波传播时对应的环境分为两类,一是在均匀腔体中,此时主要是导体壁以及填充气体的导致衰减,研究表明,1 GHz 的 UHF电磁波在半径为0.25 m的GIS 内部传播所发生的衰减只有3~5 dB/km.因此在进行局部放电仿真和检测时可不考虑这种衰减.二是途径绝缘子的衰减,文献[18]中指出,由于电磁波在GIS腔体传播时需要经历大量反射,与截止频率越近,单位长度的电磁波信号越会经历更多的反射,TEM波的信号在经过绝缘子时一般衰减比较小,约为1.5 dB,但是TE和TM波在经过绝缘子时,幅值和能量会产生很大的衰减,途径第1个绝缘子时的衰减比例分别为7.2和16.9 dB,此时TE和TM波已发生较大衰减,电磁波的主要分量为TEM波,因此在第1个绝缘子处衰减后,途经后续绝缘子时衰减会小很多.

2 UHF信号对实际放电量的估计

根据对局部放电产生的各种类型电磁波在GIS中传播特性的讨论,由于绝缘子的衰减作用,传感器检测到的UHF信号主要分量为横电磁波,由偶极子辐射电磁波模型推导可以得到:

(3)E_θ(t+d/c)=

\frac{η (1 + c o s θ)}{4 π r s i n θ}

\{i (t) - i [t - \frac{l (1 - c o s θ)}{c}]\}

式中:E_θ为电场在球坐标系下沿θ方向的分量,通常是垂直于辐射方向的分量,θ为接收点在球坐标系下与原点连线与z轴间的天顶角;t为时间变量;d为辐射距离,即从天线到观测点的距离;c为光速;η为介质的波阻抗;i(t)为天线输入端随时间变化的电流;l为描述偶极子天线的长度.

一般GIS内放电间隙的尺度很小,即 $\frac{l (1 - c o s θ)}{c}$ 很小,进一步对式(3)进行简化:

(4)E_θ

(t + \frac{d}{c})

\frac{μ_{0} l s i n θ}{4 π r} \frac{d i (t)}{d t}

上式两边对时间积分可得:

(5)i(t)=

\frac{4 π r}{μ_{0} l s i n θ} \int_{0}^{t}

E_θ

(t + \frac{r}{c})

式中:μ₀为真空磁导率.

现有的理论表明,单纯地利用UHF信号无法获得准确的视在放电量,因为UHF传感器实际接收到的是局部放电激发出的电磁波,由上述推导可知传感器收集到的信号实际上是与放电源处电流变化率有关,而与电荷量无直接联系,且脉冲电流法测量得到的视在放电量是局部放电时设备表面的电荷变化,因此UHF信号与视在放电量无明确的联系.考虑用UHF信号的值直接估计实际放电量,传感器电磁波对时间积分值实际上是由放电源脉冲幅值和宽度共同决定,由于实际放电量不同时,其辐射得到的电磁波的能量可能相同可能不同,所以很难得到UHF信号与放电源之间的准确关系.

但在文献[19]中给出了脉冲宽度与脉冲幅值对UHF信号的影响,由此可知在脉冲宽度一定时,实际放电量的最大值仅与幅值有关,考虑到放电源脉冲宽度在一般2.4 ns以内,因此将放电源的宽度设为2.4 ns,此时对应实际放电量为某一幅值下的最大值.将式(4)两端对t进行积分,UHF信号对时间的二次积分与最大实际放电量成正比,估计的是最差情况下的局部放电电荷量.

从上述推导可以得到,最大实际放电量Q与UHF信号对时间的二次积分的关系可以表示为

(6)Q=ΩW_int+Q₀

式中:W_int为UHF信号的二次积分值; Ω和Q₀为拟合系数.然后,根据UHF信号的实测电压二次积分值,通过式(6)反求放电量,实现对UHF参数的定量估计.表示为

(7)Q_res=ΩW'_int+Q₀

式中:Q_res为定量估计结果;W'_int为被测UHF信号的二次积分值.

3 基于数字模型的实际放电量估计方法

为验证上述推导的理论结果,采用数值仿真方法对GIS内部放电量与特高频信号的关系进行研究.首先基于FDTD方法的开源软件 OpenEMS 对真实尺寸的GIS进行建模仿真,其中外壳的内径为50 cm,外壳长度为33 cm,左右侧加入盖板,在外壳的各处安装有4个支撑绝缘子,绝缘子的直径为60 cm,厚度为15 cm,以左起第1个绝缘子的左侧面为起始面,作x轴垂直于该面,设第1个绝缘子左侧面的x轴坐标为0 cm,则从左至右3个绝缘子的左侧面x轴坐标分别为106.5、163、219.5 cm.另在腔体的下部安装了6个观察窗,观察窗的直径为15 cm,仍然以左起第1个绝缘子的左侧面x轴位置为0 cm,则从左至右6个观察窗圆心的x轴坐标分别为38、81、141、197、258、297 cm.内部为三相导线,导线的外径为6 cm.外壳、观察窗和导线的材料均为铝,绝缘子的材料为环氧树脂.整个GIS内部充满了SF₆气体.局部放电点选取在GIS内部的气体中,电压探针放置在绝缘子的表面上,建立的数字模型如图1所示.

图1

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图1 GIS仿真模型

Fig.1 Simulation model of GIS

当GIS的内部发生局部放电的时候,由于放电通道一般很细,而且长度不长,所以可以用电偶极子作为局部放电源的模拟,将馈电点设置在两节理想导体之间,并使导体的长度远远小于波长,阻抗设置为纯电阻,如图2所示.图中:L为偶极子天线单臂的长度.为了模拟脉冲信号,采用频率分布平稳的高斯信号作为激励信号.

图2

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图2 放电源仿真模型

Fig.2 Simulation model of discharge source

由瞬态电磁场理论可知,接收到的信号与天线本身的响应性能有关.如果天线的阻抗特性和方向特性在很宽的范围内保持不变,可被称为非频变天线.目前基于UHF传感器一般采用螺旋天线、振子天线、微带天线、特高频耦合器、对数周期天线、喇叭天线、盘锥天线等,采用300~1 500 MHz 的检测频带,它们均较好地满足测量要求.对于FDTD算法来说,由于是将空间的区域和时间都离散化再计算,可以很容易得到每个点每个时刻的电磁场值.但实际传感器测量输出的结果是电压值,可以将探针作为感应电磁场的工具,电磁波经过探针时会在探针两端形成电势差.此外,探针只感应规定方向电磁场分量,这与实际的UHF传感器的工作原理类似,同时也避免了使用实际传感器时对于带宽和阻抗匹配的要求,获得了特高频电磁波在整个频段上的值.因此在建模仿真中使用探针测量电压值.

建立模型后划分出 3 230 mm×1 000 mm×1 000 mm 的仿真区域,根据稳定性公式将网格长度设置为6 mm,采用完美匹配层(PML)作为本次仿真的边界.放电源选择高斯函数以及高斯包络波模拟两种常见的局部放电波形.

对高斯波的磁场激励,选择1 GHz频率.采样频率为8 GHz,激励的表达式为

(8)i₁(t)=I

e^{- c^{2} {(t - b)}^{2}}

式中:i₁(t)为随时间变化的激励电流值;I为电流的最大幅值;b为与时延有关的参数.

参数b仅会改变时延而对于结果无影响,因此b的值恒取为1.5.考虑实际情况下放电源的脉冲电流宽度在 1~2.4 ns范围内,考虑到是利用最大实际放电量估计,采用电流脉冲最宽的情形确定c的值.设电压的二次积分为U_L, 视在放电量为Q,实际放电量的平方为Q².在OpenEMS标准单位下,取b=1.5,c=2,I=15 000 得到的激励源的电流波形以及某一探针所测得的电压波形如图3和4所示.

图3

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图3 高斯型激励源的电流波形

Fig.3 Current waveform of Gaussian excitation source

图4

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图4 高斯型激励源下探针测得电压波形

Fig.4 Voltage waveform measured by probe of Gaussian excitation source

对于使用高斯包络波的磁场激励,函数表达式如下所示:

(9)$i(t)=I \cos \left\{2 \pi f_{0}\left[t-a /\left(2 \pi f_{\mathrm{c}}\right)\right]\right\} \mathrm{e}^{-\left(2 \pi f_{\mathrm{c}} t / b-c\right)^{2}}$

式中:f₀是起始频率;f_c是截止频率;a、b、c是事先确定的常数,与之前波形的对比,确定a=9,b=1,c=4.取f₀=0,f_c=2 GHz,I=10 000,得出激励源波形和与之前相同的探针测得的电压波形如图5和6所示.

图5

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图5 高斯包络型激励源的电流波形

Fig.5 Current waveform of Gaussian envelope excitation source

图6

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图6 高斯包络型激励源下探针测得电压波形

Fig.6 Voltage waveform measured by probe of Gaussian envelop excitation source

图7为使用单高斯脉冲激励时某时刻GIS腔体内部的电场分布情况,发现电磁波会透过绝缘子在GIS内部传播,随着电磁波的传播,其他气室的电场强度逐渐增加并出现反射,使得GIS内部电磁波分布不均匀.而GIS壳体外部亦分布着由盆式绝缘子溢出的电磁波.

图7

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图7 GIS腔体内部的电场分布

Fig.7 Distribution of magnetic field in GIS

综上所述,仿真实验流程如下.

(1) 建立实际的GIS数字化三维模型,基于式(8)、(9)建立局部放电激励源模型.

(2) 选择完美匹配层作为边界:模拟实际电磁场无反射通过计算区域的情形,并根据FDTD计算稳定性要求确定仿真步长为6 mm.

(3) 设置在不同条件下多组探针:仿真探究影响天线接收到的UHF信号的因素,并根据结果设置合适的探针形式进行反演实际放电量的实验.

(4) 确定激励源和探针的位置:随机选择1个位置放置激励源后,仅随机改变x轴坐标再次放置2个激励源,共计3种位置的激励源.对内置探针,在从左至右第2个绝缘子的圆柱面远离放电源一侧随机放置1个探针后,仅改变x轴坐标,在后2个绝缘子圆柱面附近放置2个探针;对外置探针,在第2个绝缘子圆柱侧面上随机选择位置放置探针后,仅改变x轴坐标,在后2个绝缘子圆柱侧面上放置2个探针.内探针放置3个,外探针放置3个,共计6个探针.

(5) 确定激励源的波形:为了模拟局部放电的脉冲电流,选择高斯以及高斯包络型的电流激励,对每类波形分别随机改变参数得到共计10组数据,将这10组具有不同实际放电量的波形视为10种不同幅值的激励.

(6) 按激励源和探针位置分类记录每种激励源波形的电流信号和对应探针的电压信号,得到线性关系参数,分析并绘制曲线.

4 仿真实验

4.1 天线参考方向对UHF信号的影响

实际中的特高频传感器在工作时往往是耦合1个方向,但局部放电辐射出的UHF信号是由径向、轴向、法向3个方向叠加而成,为了得到设置不同的参考方向时信号的传播特性,如图8所示,将激励源放置在α₀ (400, 125, 65) mm处,激励源选择脉宽为2.4 ns,幅值为0.5 A的高斯电流脉冲.检测点从放电源右起第1个绝缘子处开始,每个绝缘子放置3个电压探针,它们处于同一yz坐标平面,按顺时针间隔90°顺序排列,并将探针的参考方向分别设置为轴向、径向、法向3个方向,分别对应图中x、 y、 z 3个方向,E₁~E₃、F₁~F₃、G₁~G₃为9个接收点的坐标位置.

图8

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图8 GIS数字模型中激励源与检测点位置

Fig.8 Location of excitation source and detection point in GIS digital model

图9为在G₁点处取不同参考方向时对应接收到的UHF信号,图10为设置的9个检测点接收到的径向、轴向、法向3个方向上的电压峰峰值大小,检测点1~9依次代表检测点E₁~E₃、F₁~F₃、G₁~G₃, 并绘制成折线图.对比图中相同位置的偶极子,选择不同的参考方向,可以发现无论处于何种位置,径向分量的幅值基本上大于法向与轴向分量,一是因为局部放电源是沿径向设置的,这也与局部放电由径向电场激发的实际情况相符;二是由于TEM模无法沿轴向传播,而经过绝缘子衰减之后剩下的以TEM分量为主,同模的TE模的截止频率比TM模低,说明与轴向垂直的平面上的径向分量更大.

图9

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图9 G₁点取3种参考方向接收到的UHF信号

Fig.9 UHF signal received at G₁ in three reference directions

图10

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图10 检测点取3种参考方向接收到的UHF信号

Fig.10 UHF signal received at detection points in three reference directions

通过频域图像也能够很好地说明这一点,图11为点G₁在3个方向上的频域图,发现轴向与法向的高次模波含量更高.因此,设置径向的特高频探针要好于设置在其他方向上.

图11

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图11 检测点G₁径向、轴向与法向分量对应频谱图

Fig.11 Spectrograms corresponding to radial, axial,and normal components signals at G₁

4.2 检测点相对角度对UHF信号的影响

检测点与放电源之间的相对角度同样会影响接收信号的效果.根据4.1节提出的数字化模型,将电压探针参考方向设置为径向.表1给出的是不同相对角度和位置UHF信号峰的峰值,发现同一位置,不同相对角度的UHF信号,无论在何处,相对角度为90° 时峰值最小,180° 时峰值略大于0° 时的值.但是经过绝缘子衰减后,3种角度的峰值之间的差距在缩小,这主要是由于绝缘子的存在会使特高频信号发生模式转换、反射以及高次模波的色散,这些会使信号形变.

表1 不同相对角度下的UHF信号峰峰值

Tab.1 Peak-to-peak value of UHF signal at different relative angles

相对角度/(°)	峰值/mV
相对角度/(°)	x=930 mm	x=1 450 mm	x=2 050 mm
0	0.059 0	0.035 8	0.033 9
90	0.034 4	0.029 9	0.021 9
180	0.053 3	0.032 0	0.034 9

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因此单纯采用峰值反映信号的衰减并不准确,考虑用接收到的UHF信号累积能量作为标准衡量信号的衰减情况,如表2所示.

表2 不同相对角度下的UHF信号累积能量值

Tab.2 Cumulative energy of UHF signal at different relative angles

相对角度/(°)	累积能量值/μJ
相对角度/(°)	x=930 mm	x=1 450 mm	x=2 050 mm
0	2.130	0.910	0.692
90	0.727	0.667	0.597
180	2.620	0.983	0.832

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从表2中可以得到,无论在何处,检测点与放电源之间的相对角度都对接收到信号有影响,相对角度为180° 时,接收到的能量最大;相对角度为0° 时,与180° 时接收到的能量大小差异不大;相对角度为90° 时接收到的能量最小.

图12为点E₃、 F₃、 G₃检测到的UHF信号对应的频谱图,可以发现90° 时幅值小于其他两种角度,且频谱图形也与其他情况不同,而0° 和180° 的幅值和频谱图形均类似,说明处于同一轴线上获取的UHF信号的频域特性是类似的.因此在仿真以及实际布置传感器时,应尽量放置于与放电源检测点相对角度为0° 或是180° 的方向上.

图12

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图12 点E₃、 F₃、 G₃检测到的UHF信号对应频谱图

Fig.12 Spectrograms corresponding to detected UHF signals at E₃, F₃, G₃

4.3 检测点内置时UHF信号与最大放电量的关联

根据上述两节分析设计仿真实验,重新设置激励源与探针位置,激励源与探针的放置位置如图13所示.激励源分别放置在点α(0,240,-60) mm、点β(100,240,-60) mm与点γ(400,240,-60) mm处,将探针分为两组,一组放置于位于GIS内部绝缘子与x轴垂直的圆柱底面,一组放置于GIS外部的绝缘子与x轴平行的圆柱侧面,将径向作为参考方向,探针设置在相对角度为180° 处.放置于内部的探针分别位于点A(980,-40,-60) mm、点 B(1 540,-40,-60) mm、点C(2 140,-40,-60) mm位置,由间隔1个绝缘子依次递增到间隔3个绝缘子.选取两种信号作为激励,高斯型磁场激励时I分别取1.5、 3、 4、 6、 7,共计5组数据;高斯包络型激励I分别取100、 200、 500、 7 000、 10 000,共计5组数据.合计有10种对应不同最大实际放电量的激励源波形.

图13

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图13 GIS数字模型中激励源与内置检测点位置

Fig.13 Location of excitation source and internal detection point in GIS digital model

图14为激励源位于不同位置时,探针分别放置于上述3个位置时得到的数据,图中数据点的图形对应的探针距离激励源由近及远,依次为方形、五角星与圆形.3张图对应激励源的3种位置,每张图内3条曲线对应探针的3种位置,在直线上共有10个点,对应10种具有不同实际放电量的激励源.

图14

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图14 放电量与电压二次积分关系(探针放置GIS内)

Fig.14 Quadratic integral relationship between discharge and voltage (probe placed in GIS)

表3为不同激励源及探针位置下拟合得到的一次多项式系数Ω以及Q₀的汇总.

表3 检测点内置时不同位置下对应一次多项式系数

Tab.3 Corresponding first polynomial coefficients at different internal positions

激励源x轴坐标/mm	探针x轴坐标/mm	Ω	Q₀
0	930	0.086 1	0.074 9
	1 450	0.187 0	0.256 0
	2 050	0.374 0	0.077 1
100	930	0.076 6	0.002 6
	1 450	0.201 0	0.016 9
	2 050	0.293 0	0.086 4
400	930	0.067 2	0.000 4
	1 450	0.172 0	136.000 0
	2 050	0.244 0	613.000 0

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由图14及表3可知,对于改变单高斯脉冲或是高斯包络脉冲激励的参数,改变的是实际放电量的值,此时为最大实际放电量,电压的二次积分与最大实际放电量成线性的关系,因此无论是利用单高斯脉冲激励还是高斯包络脉冲激励,所测得的实际放电量与电压的二次积分均满足上述结论,而且得到的比例系数基本一致.随着激励源与探针间距离变小,探针接收到的信号变强,因此电压二次积分值变大,直线斜率变小.此外,可以发现在不同条件下,拟合得到一次函数的斜率发生了变化,在放电量一定的情况下,电压二次积分的值会随着激励源与探针间的间隔绝缘子的个数发生明显变化.由于横电磁波信号在绝缘子处的衰减比例约为1.5 dB,反映为斜率约成比例变化,但斜率的变化和线性函数与x轴的夹角之间并非线性关系,即直线越靠近坐标轴,斜率改变量相同所对应的夹角改变量越小.

4.4 检测点外置时UHF信号与最大放电量的关联

不改变激励源参数,将外部的探针分别放置于点E(930,400,-50) mm、点F(1 450,400,-50) mm、点G(2 050,400,-50) mm处,将径向作为参考方向,相对角度为180°,位置如图15所示.保持实验流程一致,图16为按照相同的规范利用激励源位于不同位置时,探针分别放置于上述3个位置时得到的数据.

图15

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图15 GIS数字模型中激励源与外置探针位置

Fig.15 Location of excitation source and external probe in GIS digital model

图16

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图16 放电量与电压二次积分关系(探针放置GIS外)

Fig.16 Quadratic integral relationship between discharge and voltage (probe placed out of GIS)

表4为拟合得到的一次多项式系数Ω以及Q₀的汇总.由此可知,随着激励源与探针之间的绝缘子数量的增加,信号衰减增大,对应直线的斜率也在变大.总的来说,由两组实验可以发现,探针无论放置在GIS内部还是外部,电压二次积分与最大实际放电量成近似线性关系的结论均成立.

表4 探针外置时不同位置下对应一次多项式系数

Tab.4 Corresponding first polynomial coefficients at different external positions

激励源x轴坐标/mm	探针x轴坐标/mm	Ω	Q₀
0	930	0.086 5	0.119 0
	1 450	0.185 0	0.256 0
	2 050	0.364 0	0.322 0
100	930	0.076 7	0.007 7
	1 450	0.193 0	0.209 0
	2 050	0.305 0	0.521 0
400	930	0.067 3	3.510 0
	1 450	0.169 0	1.310 0
	2 050	0.244 0	33.900 0

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探针无论放置于GIS内部还是外侧,放电量与电压二次积分的关系均成立,相比于探针放置于内侧,外置时检测到的电压更低,这是GIS腔体对电磁信号的屏蔽导致.探针安置在绝缘子处,接收到的主要是从绝缘子处泄露的信号,接收效果略差.在不改变探针以及局部放电点的位置的情况下,对一个确定的GIS来说,最大实际放电量与测得的电压的二次积分有关,因此对于GIS内部缺陷,利用仿真线性拟合UHF信号二次积分值与放电量的关联,得到线性系数后即可利用某次局放产生的特高频信号估计本次局部放电的最大实际放电量,得出本次局部放电的最严重情形.表5为激励源位于点β处,探针位于点E处时部分不同波形不同系数的仿真数据.两种波形均按照实际放电量由小到大排列,发现随着能量增长,Q与U_L的比例关系基本保持在2.61上下波动,验证了之前的分析.

表5 不同条件下视在放电量与信号二次积分值

Tab.5 Quadratic integral of apparent discharge and signal under different conditions

激励波形	Q/C	Q²/C²	U_L	$\frac{Q}{U_{L}}$ ×10^-10/C	$\frac{Q^{2}}{U_{L}}$ /C²
高斯脉冲	5.77×10^-12	3.33×10^-23	2.17×10^-22	2.67	1.54×10^-1
	1.15×10^-11	1.33×10^-22	4.33×10^-22	2.61	3.08×10^-1
	2.66×10^-11	7.09×10^-22	1.01×10^-21	2.63	7.01×10^-1
高斯包络	7.73×10^-14	5.98×10^-27	2.83×10^-24	2.74	2.12×10^-3
	7.70×10^-12	5.93×10^-23	2.83×10^-22	2.73	2.10×10^-1
	9.74×10^-12	9.48×10^-23	3.80×10^-22	2.56	2.49×10^-1
	9.78×10^-12	9.57×10^-23	3.80×10^-22	2.57	2.52×10^-1
	1.18×10^-11	1.40×10^-22	4.65×10^-22	2.54	3.01×10^-1

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此外,使用有限元法对同样的模型进行仿真计算,则需要调用计算机CPU的64核进行5 h的运算,而利用时域有限差分法的方法,在能够保证本次实验精度的情况下,调用计算机CPU的16核在0.5 h内完成运算.虽然有限元法得到的结果精度更高,但在不需要极高精度的情况下使用时域有限差分法在求解大尺寸问题上更有时间优势.

5 实验验证

为了验证上述方法的可行性,搭建GIS局放实验平台如图17所示,实验平台主要包含无局放的高压电源、126 kV GIS腔体、特高频传感器、示波器以及IEC 60270局放仪.其中高压电源在0~150 kV 内调整;GIS的母线段均可充入SF₆气体;特高频传感器可布置的位置为位于盆式绝缘子各处,检测范围为0.3~1.5 GHz,增益不小于20 dB;与传感器连接的示波器采样频率为1×10⁹次/s,具有1 GHz的带宽,记录长度100 ns;局放仪是根据IEC 60270^[5]推荐的基于脉冲电流法研制的数字局放仪装置.

图17

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图17 GIS局放放电量标定实验平台

Fig.17 Experiment platform of GIS partial discharge power calibration

为了保证实验结果的准确性,每次实验都在约为0.4 MPa的SF₆气压条件下进行,且相同条件进行3次实验的均值作为结果. 进行实验时在GIS的腔体内随机选取12个测试点作为局放发生的位置,每个测试点从400、500、700 pC中选择一种水平的放电量.确定局放源与传感器位置后,升高电压使数字局放仪指示的放电量在所选择数值附近,接着记录特高频传感的结果.共计选择4个典型位置,分别为近腔体切面中心、近金属外壳、近内导体以及近盆式绝缘子处,仿真结果与实验结果对比如图18所示.

图18

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图18 GIS局放放电量标定实验结果

Fig.18 Experiment results of GIS partial discharge power calibration

根据特高频传感器的信号线性拟合计算得到的结果与局放仪结果做对比,可以发现计算结果总是大于读取到的数据,这是由于计算得到的是最大实际放电量,而局放仪给出的是视在放电量的值,两者存在一定的比例关系且前者更大.相对误差在 9%~17%间波动,且发现随着放电量的增加,相对误差变大,文献[20]中的实验结果也存在类似的情形,主要原因有:① 在放电量较小时,辐射出的电磁波在腔体内发生的折反射程度较弱,导致误差较小,反之则会导致误差增加;② 实际使用的传感器与局放仪不可避免具有误差;③ 如何判断电压二次积分的截止时间在实验时也会对结果产生影响.

6 结语

本文提出了一种基于检测GIS局部放电产生的UHF信号的实际放电量估计方法.根据理论分析局部放电产生的UHF信号中横电磁波与最大实际放电量之间的关联,构建数字化模型并设计实验,利用有限时域差分法针对源和检测点的位置下该方法的有效性进行仿真验证.研究发现,在源与检测点的位置被确定时,接收到特高频信号的二次积分值与最大实际放电量有特定关系,在假设放电源的脉冲宽度后,对实际的GIS模型数字化建模,仿真与实验建立放电源在不同位置与接收到信号的关联,拟合得到一次函数表达式.需要进行放电量估计时,可以通过采集局部放电产生的UHF信号进行分析,近似地估计实际放电量.最大实际放电量相比于视在放电量,与特高频信号之间所呈现的线性关系更加明确,且估计值与实际放电量的误差更小,实验得到的误差在17%内,即相较于视在放电量在评估局部放电严重程度上更加准确.采用FDTD的方法相较于FEM方法,能够确保结果精度的情况下,简化前期剖分网格以及降低运算求解时的时间和空间复杂度,更有利于实际应用.而如何在数字模型的基础上改进仿真精度,加强模型的实时性;如何利用特高频信号反演得到更多的脉冲电流的幅值、脉宽等信息,从而更加准确地对GIS的绝缘状态进行评估,是今后的研究方向.

参考文献

原文顺序

文献年度倒序

文中引用次数倒序

被引期刊影响因子

[1]

BOGGS

S A

, STONE

G C

Fundamental limitations in measurement of corona and partial discharge

[J]. IEEE Transactions on Electrical Insulation, 1982, 17(2): 143-150.