双变压器型串联谐振变换器全范围软开关设计

doi:10.16183/j.cnki.jsjtu.2023.389

双变压器型串联谐振变换器全范围软开关设计

李翼男¹, 胡松^,¹, 李晓东², 陈武³, 钟黎萍¹, 杨晴晴¹

1.常熟理工学院电气与自动化工程学院,江苏苏州 215500

2.澳门科技大学创新工程学院,澳门特别行政区 999078

3.东南大学电气工程学院,南京 210096

Dual-Transformer Series Resonant Converter with Full Range ZVS Operation

LI Yinan¹, HU Song^,¹, LI Xiaodong², CHEN Wu³, ZHONG Liping¹, YANG Qingqing¹

1. School of Electrical Engineering and Automation, Changshu Institute of Technology, Suzhou 215500, Jiangsu, China

2. Faculty of Innovation Engineering, Macau University of Science and Technology, Macau 999078, China

3. School of Electrical Engineering, Southeast University, Nanjing 210096, China

通讯作者: 胡松,副教授;E-mail:husong@cslg.edu.cn.

责任编辑: 孙伟

收稿日期: 2023-08-11 接受日期: 2023-12-26

Received: 2023-08-11 Accepted: 2023-12-26

作者简介 About authors

李翼男(1997—),博士生,从事高频DC-DC变换器研究.

摘要

为了解决双桥谐振变换器(DBRC)轻载条件下回流功率过大、失去零电压开关(ZVS)运行的问题,设计了一种双变压器型串联谐振变换器(DTSRC).该变换器采用双变压器结构,有效降低了变压器两端所受电压应力.通过优化高频变压器变比系数,DTSRC在轻载条件下能够保证开关管实现ZVS运行,降低变换器开关损耗.同时,采用最小电流轨迹(MCT)控制策略,使二次侧电压与电流同相位运行,实现同步整流,消除回流功率,并降低变换器导通损耗.最后,搭建200 W/100 kHz的变换器样机来验证方案的有效性.实验结果表明:DTSRC的开关管在全负载范围内均能实现ZVS运行,整体运行效率超过90%.

关键词： 串联谐振变换器; 零电压开关; 最小电流; 开关损耗; 导通损耗

Abstract

A dual-transformer series resonant converter (DTSRC) is proposed to solve the problem of excessive return power and loss of zero voltage switching (ZVS) operation under light load in the dual bridge resonant converter (DBRC). A dual-transformer structure is employed on the proposed converter, which can significantly reduce voltage stress across the transformers. Additionally, the ZVS operation under light-load conditions is achieved and switching losses are minimized by optimizing the turns ratio coefficient. To eliminate backflow power and reduce conduction loss, a minimum current trajectory (MCT) control strategy is implemented for the DTSRC. Thus, synchronous rectification is realized on the secondary side, which makes the converter always operate with minimum current. Finally, a 200 W/100 kHz prototype is built to verify the effectiveness of the proposed solution. The experimental results demonstrate that the ZVS of all active switches is achieved during full power ranges, and the overall operating efficiency of DTSRC exceeds 90%.

Keywords： series resonant converter; zero voltage switching (ZVS); minimum current; switching loss; conduction loss

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本文引用格式

李翼男, 胡松, 李晓东, 陈武, 钟黎萍, 杨晴晴. 双变压器型串联谐振变换器全范围软开关设计[J]. 上海交通大学学报, 2025, 59(6): 789-799 doi:10.16183/j.cnki.jsjtu.2023.389

LI Yinan, HU Song, LI Xiaodong, CHEN Wu, ZHONG Liping, YANG Qingqing. Dual-Transformer Series Resonant Converter with Full Range ZVS Operation[J]. Journal of Shanghai Jiaotong University, 2025, 59(6): 789-799 doi:10.16183/j.cnki.jsjtu.2023.389

双桥谐振变换器(dual bridge resonant converter,DBRC)因结构高度对称、功率双向流动等优点,在可再生能源发电、储能系统、电动汽车等领域得到了广泛应用^[1-2],但存在关断电流过高、回流功率过大等问题^[3-4].变换器开关频率大幅提高时,硬开关下的DBRC存在很大的开关损耗,严重降低运行效率^[5-6],电网组件电压和功率的提高也对变压器的体积、所受电压应力等有更高的要求,因此DBRC无法满足优化变压器及实现宽范围软开关的需求^[7-8].

双变压器型DC-DC变换器作为DBRC的优选拓扑,一方面可以通过双变压器结构构造半桥电路,降低变压器体积,减小变压器的电压应力^[9-10];另一方面,与DBRC相比,双变压器结构的可调节电压范围进一步扩大,性能优异,但是仍然存在轻载下开关器件容易失去软开关运行的问题^[11-12].

为了实现双变压器型变换器轻载甚至全负载范围下的软开关运行,文献[13]中提出了一种双变压器型三电平变换器,实现了主电路开关器件的软开关.然而由于接入了二极管箝位桥臂,变换器一次侧会有两个开关管失去零电压开关(zero voltage switching,ZVS).与文献[13]相比,文献[14]中在一次侧不引入额外桥臂,而是通过在二次侧接入辅助升压单元,保证了所有开关器件都能在一定范围下满足软开关,但该变换器低功率下两侧均会有开关管失去ZVS.不同于文献[13-14]改进拓扑的思路,文献[15]中注重于优化变换器参数,通过优化功率来扩展ZVS范围,变换器一次侧全桥两个开关管和二次侧半桥两个开关管实现了全范围的ZVS,但一次侧另外两个开关管在低功率下会失去ZVS,没有实现所有开关管的全范围ZVS.

谐振变换器可以有效过滤变压器直流分量,降低变压器绕组涡流损耗,其谐振网络能够使得流过开关管的电流近似正弦,更容易实现ZVS^[16-17],因此构建双变压器型谐振变换器能够进一步扩大软开关范围^[18-19].文献[20]中提出了基于双变压器的复合零电流开关谐振变换器,实现了主电路全范围的零电流ZVS;但是与文献[13]存在的问题相同,变换器一次侧两个开关管会以硬开关条件导通.文献[21]中在双变压器型谐振变换器基础上采用可自由调节的中心抽头变压器,通过优化抽头系数来扩展开关管ZVS范围;但该变换器没有将ZVS范围与运行功率结合起来具体分析,未体现全范围ZVS.

为解决变换器难以实现全范围ZVS运行,导致开关损耗增大、效率降低的问题,本文基于双变压器结构提出了一种双变压器型串联谐振变换器(dual-transformer series resonant converter,DTSRC).通过设置两个高频变压器变比不同,额外增加了一个可调自由度参数k,实现了开关管的全范围ZVS,减小了开关损耗.同时采用最小电流轨迹(minimum current trajectory,MCT)控制策略,消除二次侧回流功率,减小导通损耗.首先对提出的变换器拓扑进行介绍,并结合等效电路对变换器进行稳态分析,推导出了变换器稳态下的谐振电流与输出功率模型.然后结合谐振电流模型,分析了变换器各个开关管的ZVS条件,并且采用MCT控制策略实现二次侧同步整流.最后对变换器进行参数设计,并通过仿真与实验分析DTSRC与DBRC的性能差异,验证了理论分析的可靠性,变换器轻载下的运行效率仍能达到91.16%.

1 工作原理

1.1 拓扑结构

DTSRC拓扑图如图1所示,一次侧三桥臂电路可视为两个半桥电路(M_A、M_B、T₁和M_C、M_D、T₂)并联组成,与均压电容器C₁、C₂相连接于一次侧电路中性点.V_H为输入电压源,V_L为输出电压源,C_H为一次侧稳压电容器,C_L为二次侧滤波电容器,v_mn为二次侧全桥交流电压,v_eq为等效电压.每个开关管处(M_A~M_H)并联一个反并联二极管(D_A~D_H)和寄生电容器( $C_{M_{A}}$ ~ $C_{M_{H}}$ ).变换器一次侧三桥臂电路和二次侧全桥电路通过两个高频变压器T₁和T₂相连,变压器一次侧并联,二次侧串联,因此流过两个变压器二次侧的谐振电流i_r的大小、方向完全相同.两个变压器的变比不同,T₁的变比为n₁:1,T₂的变比为n₂:1,谐振电感L_r和谐振电容C_r在二次侧串联.

图1

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图1 双变压器型串联谐振变换器拓扑结构

Fig.1 Topology of DTSRC

DTSRC的稳态运行波形如图2所示.对开关管M_A~M_H施加50%占空比的固定频率开关信号,保持开关管M_A与M_B、M_C与M_D、M_E与M_F、M_G与M_H互补导通,各开关管门极信号如图2中v_g波形所示.调节开关管M_C和M_D的开关信号,使得一次侧电压v_yz滞后于v_xz移相角α.调节开关M_E、M_F、M_G、M_H的开关信号,使得二次侧电压v_mn滞后于v_xz移相角γ.调节γ的大小可以调节变换器的输出电压,调节γ的正负可以控制变换器的功率传输方向.

图2

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图2 双变压器型串联谐振变换器运行波形

Fig.2 Operation waveforms of DTSRC

1.2 稳态分析

对变换器采用基波近似法(fundamental harmonic approximation,FHA)进行稳态建模.为了便于分析,做出以下假设:①所有有源、无源元件和高频变压器都是理想的;②忽略死区效应和寄生电容器( $C_{M_{A}}$ ~ $C_{M_{H}}$ )的影响;③稳压电容器C_H、均压电容器C₁与C₂、滤波电容器C_L的电容值足够大,可以使电压保持恒定.

谐振槽位于二次侧,因此将一次侧相关参数等效至二次侧可以方便分析变换器稳态特性.变换器的等效电路如图3所示, $\frac{1}{n_{1}}$ v_xz和 $\frac{1}{n_{2}}$ v_yz分别为一次侧两个半桥的交流电压源等效至二次侧的等效电压源,可分别简化表示为v'_xz和v'_yz;v_eq为v'_xz和v'_yz的等效叠加电压源,即v_eq=v'_xz+v'_yz.为了使计算更方便,通过以下基准值对关键参数进行标幺化处理:

(1)

\begin{array}{l} V_{B} = V_{H}, Z_{B} = R_{L}, I_{B} = \frac{V_{B}}{Z_{B}} \\ ω_{B} = ω_{r} = \frac{1}{\sqrt{L_{r} C_{r}}} \end{array}\}

式中:V_B为基准电压;Z_B为基准阻抗;R_L= $V_{L}^{2}$ /P_r,表示变换器的输出负载,P_r为变换器的额定功率;I_B为基准电流;ω_B为基准角频率;ω_r为谐振角频率.令两个高频变压器之比为k,k=n₂/n₁. DTSRC的电压增益可以表示为

(2)M=

\frac{n_{1} V_{L}}{V_{H}}

变换器的谐振电感和谐振电容的标幺化阻抗 $X_{L_{r}, p u}$ 及 $X_{C_{r}, p u}$ 分别表示为

(3)

X_{L_{r}, p u}

=QF,

X_{C_{r}, p u}

\frac{Q}{F}

(4)F=

\frac{ω_{s}}{ω_{r}}

, Q=

\frac{ω_{r} L_{r}}{R_{L}}

式中:F和Q分别为变换器的标幺化开关频率与品质因数;ω_s为变换器的开关角频率;相关标幺化参数用下标“pu”表示.

图3

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图3 双变压器型串联谐振变换器的等效电路

Fig.3 FHA equivalent circuit of DTSRC

变换器一次侧两个半桥的等效交流电压源v'_xz与v'_yz的标幺化表达式分别为

(5)

\begin{array}{l} v'_{x z, p u} (ω_{s} t) = \frac{1}{n_{1}} v_{x z, p u} (ω_{s} t) = \frac{2}{π} s i n (ω_{s} t) \\ v'_{y z, p u} (ω_{s} t) = \frac{1}{n_{2}} v_{y z, p u} (ω_{s} t) = \frac{2}{k π} s i n (ω_{s} t - α) \end{array}\}

二次侧电压源v_mn的标幺化模型可以表示为

(6)v_mn_,pu(ω_st)=

\frac{4 M}{π}

sin(ω_st-γ)

v'_xz_,pu与v'_yz_,pu的等效叠加电压源v_eq,pu的标幺化模型表示为

(7)v_eq,pu(ω_st)=

\frac{2}{π} \sqrt{\frac{2}{k} c o s α + {(\frac{1}{k})}^{2} + 1}

×sin

(ω_{s} t - a r c t a n \frac{(s i n α) / k}{1 + (c o s α) / k})

根据等效电路,可以得到谐振电流的标幺化模型表达式为

(8)i_r,pu(ω_st)=

\frac{v_{e q, p u} (ω_{s} t) - v_{m n, p u} (ω_{s} t)}{j (Q F - \frac{Q}{F})}

式中:j为等效电路中复阻抗的虚数单位.式(8)可化简为

(9)i_r,pu(ω_st)=I_r,pucos(ω_st+∠i_r,pu)

(10)I_r,pu=

\frac{2}{π (Q F - \frac{Q}{F})} \sqrt{4 M^{2} - 4 M \frac{1}{k} c o s (γ - α) - 4 M c o s γ + \frac{2}{k} c o s α + {(\frac{1}{k})}^{2} + 1}

(11)∠i_r,pu=arctan

\frac{2 M s i n γ - \frac{1}{k} s i n α}{1 + \frac{1}{k} c o s α - 2 M c o s γ}

式中:I_r,pu为谐振电流的峰值;∠i_{r, pu}为相位角.

因此,变换器关于一次侧内移相角α和二次侧外移相角γ的标幺化输出功率P_L,pu的模型表达式可以表示为

(12)P_L,pu=

\frac{4 M}{π^{2} (Q F - \frac{Q}{F})} [s i n γ + \frac{1}{k} s i n (γ - α)]

2 ZVS条件以及控制策略

2.1 零电压开关条件

通过在特定时间段对开关管开通,使得电压电流之间不存在交叠,变换器能够实现ZVS,降低开关损耗.对于DTSRC各个开关管实现ZVS运行的条件:当开关管导通时,电流流过其反并联二极管.结合变换器的谐振电流模型,为了实现一次侧开关管的ZVS,在导通时刻,M_A和M_C、M_F和M_G的谐振电流为负值,M_B和M_D、M_E和M_H的谐振电流为正值^[22].M_A~M_H的ZVS条件简化如下:M_A和M_C、M_F和M_G满足ZVS运行的条件为i_r<0;M_B和M_D、M_E和M_H满足ZVS运行的条件为i_r>0.可表示为

(13)

\begin{array}{l} i_{r} (t_{0}) < 0 \\ i_{r} (t_{1}) < 0 \\ i_{r} (t_{3}) > 0 \\ i_{r} (t_{4}) > 0 \\ i_{r} (t_{5}) > 0 \\ i_{r} (t_{7}) < 0 \end{array}\}

⇒

\begin{array}{l} i_{r} (t_{0}) = - i_{r} (t_{4}) < 0 \\ i_{r} (t_{1}) = - i_{r} (t_{5}) < 0 \\ i_{r} (t_{3}) = - i_{r} (t_{7}) > 0 \end{array}\}

结合谐振电流模式模型表达式,DTSRC的各开关管ZVS条件如表1所示.

表1 各开关管ZVS条件汇总

Tab.1 Summary of achieving ZVS conditions of switches

开关管	ZVS条件
M_A, M_B	2Mcos γ- $\frac{1}{k}$ cos α-1<0
M_C, M_D	2Mcos(γ-α)-cos α- $\frac{1}{k}$ <0
M_E, M_F, M_G, M_H	2M-cos γ- $\frac{1}{k}$ cos(γ-α)>0

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2.2 控制策略

针对变换器存在的输出侧回流功率过大的问题,采用MCT控制策略进行优化,同时实现最小化变换器谐振支路上的电流应力,减小导通损耗.谐振电流与输出功率与两个移相角α和γ有关,因此通过谐振电流和输出功率的模型表达式可以找出DTSRC不同功率下的最小电流点,各功率的最小电流点可以构成变换器的最小电流轨迹^[23].

根据稳态分析中得到的谐振电流与输出功率模型,建立一个拉格朗日乘数方程:

(14)L=I_r,rms,pu+λ(P_L,pu-C)

(15)I_r,rms,pu=

\frac{I_{r, p u}}{\sqrt{2}}

式中:I_r,rms,pu为谐振电流的有效值;λ为拉格朗日乘数;C为常数.

分别对α、γ及λ求偏导并化简式(14),可以得到变换器的MCT控制策略模型:

(16)2M-cos γ-

\frac{1}{k}

cos(γ-α)=0

可以发现,MCT控制策略模型表达式与变换器二次侧4个开关管M_E~M_H的ZVS运行条件表达式相同,表明采用MCT控制策略的变换器二次侧开关管以临界ZVS的方式运行,二次侧交流电压与谐振电流同相位运行,实现同步整流.

尽管采用MCT控制策略能够消除二次侧回流功率,使变换器工作在最小谐振电流下,但是当DTSRC的变压器变比k=1时,变换器的两个高频变压器T₁和T₂的变比相等,此时变换器在工作原理上等效于DBRC,在MCT控制下变换器低载运行时部分开关管会丢失ZVS.当k=1时,DTSRC的开关管ZVS范围与功率传输轨迹如图4所示.图4中绿线为变换器二次侧4个开关管M_E~M_H的ZVS边界,也是变换器的MCT及功率传输轨迹,其功率流动方向如箭头所示;3条ZVS边界交点为变换器的零功率点.由图4可知,随着变换器输出功率的增大,变换器由零功率点沿着功率传输轨迹逐渐远离开关管M_A、M_B的ZVS丢失区域,在这一过程中,靠近零功率的一部分功率传输轨迹位于M_C、M_D的ZVS丢失区域内.这表明在变换器的运行过程中,开关管M_A与M_B在全范围下满足ZVS运行,开关管M_C与M_D在轻载条件下会丢失ZVS运行,变换器二次侧开关管M_E~M_H满足零电流下的ZVS运行.与DBRC不同,针对轻载下M_C与M_D丢失ZVS运行的问题,DTSRC可以通过设计变换器变比系数k来优化,降低变换器开关损耗.

图4

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图4 当k=1时DTSRC开关管ZVS范围与功率传输轨迹

Fig.4 ZVS operation regions of switches and trajectory of power transfer of DTSRC at k=1

3 参数设计

3.1 变比系数k的选取

由于变换器运行时M_A和M_B满足全范围ZVS,而开关管M_C和M_D会在轻载下丢失ZVS,故变换器ZVS临界条件即为M_C和M_D的软开关条件,其满足的条件为

(17)

\begin{array}{l} 2 M c o s (γ - α) - c o s α - \frac{1}{k} = 0 \\ 2 M = c o s γ + \frac{1}{k} c o s (γ - α) \end{array}\}

对式(17)进行化简并将其代入输出功率模型表达式中,得到DTSRC的ZVS临界功率模型为

(18)P_L,ZVS,pu=

\frac{4 M}{π^{2} (Q F - \frac{Q}{F})} \sqrt{1 - {(2 M - \frac{1}{k})}^{2}}

令式(18)中的k=1,得到DBRC的ZVS临界功率模型,表示为

(19)P_t,ZVS,pu=

\frac{8 M}{π^{2} (Q F - \frac{Q}{F})} \sqrt{M - M^{2}}

通过比较式(18)和(19),可以发现DBRC的ZVS临界输出功率与电压增益M有关.而DTSRC由于变压器变比不同,其ZVS临界输出功率与M和k有关.令DTSRC与DBRC的ZVS临界功率比(boundary power ratio,BPR)为r_BP,表示如下:

(20)r_BP=

\frac{\sqrt{1 - {(2 M - \frac{1}{k})}^{2}}}{2 \sqrt{M - M^{2}}}

变换器BPR与k的关系如图5所示,BPR的大小表示DTSRC开关管ZVS范围的大小.图中,紫线表示DBRC的ZVS临界功率是DTSRC的两倍,如果DBRC在100 W时失去ZVS,那么DTSRC可以通过调节变比系数k来保证在50 W及以下负载运行时才失去ZVS.由图5可知,在0.37~0.39或1.4~1.565这两个区间内选取k可以减小DTSRC的ZVS临界功率,拓宽ZVS运行范围.为了保证变换器在轻载下一次侧有足够的脉宽可以调节,本文选取变比系数k=1.45.

图5

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图5 ZVS临界输出功率比与变比系数k的关系

Fig.5 Ratio of boundary output power of ZVS versus coefficient k

当M在一定范围内变化时,DTSRC与DBRC的ZVS临界输出功率(P_ZVS)如图6所示.由图可知,M=0.8左右时,DTSRC的ZVS临界功率要明显小于DBRC的ZVS临界功率.同时,M=0.42~0.85时,DTSRC的ZVS特性整体优于DBRC.综合ZVS临界输出功率和特性对比优势,本文选择M=0.82作为电压增益值.若要严格保证DTSRC的宽范围ZVS特性,最佳方式为随着M的变化相应优化变比系数k,但考虑到在实际工况下,k不能随意变化,因此当M=0.82且k=1.45时,DTSRC在一定的宽电压范围下仍然具有良好的ZVS特性.

图6

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图6 ZVS临界输出功率与电压增益的关系

Fig.6 Boundary output power of ZVS versus voltage gain

在进行MCT控制策略优化后,将式(16)分别代入式(10)和(12)并化简,得到变换器在MCT优化下谐振电流有效值和输出功率的模型表达式分别为

(21)I_r,rms,pu=

\frac{2}{\sqrt{2} π (Q F - \frac{Q}{F})}

\sqrt{1 + {(\frac{1}{k})}^{2} - 4 M^{2} + \frac{2}{k} c o s α}

(22)P_L,pu=

\frac{4 M}{π^{2} (Q F - \frac{Q}{F})}

\sqrt{1 + {(\frac{1}{k})}^{2} - 4 M^{2} + \frac{2}{k} c o s α}

通过式(21)和(22),得到变换器在MCT下的谐振电流与输出功率的关系式为

(23)I_r,rms,pu=

\frac{\sqrt{2} π P_{L, p u}}{4 M}

由式(23)可以发现,在MCT控制策略下,变换器谐振电流与输出功率的关系式与变比系数k无关.因此,无论k取何值,当变换器的电压增益M确定时,相同功率下的谐振电流有效值没有差异.

DTSRC的导通损耗表达式为

(24)P_cl=

I_{r 1, r m s}^{2}

R₁+

I_{r 2, r m s}^{2}

R₂+

I_{r, r m s}^{2}

R₃

式中:R₁=R_ds,pr,R₂=R_ds,pr,R₃=2R_ds,se+ $R_{e q, L_{r}}$ ,I_r1,rms= $\frac{I_{r, r m s}}{n_{1}}$ ,I_r2,rms= $\frac{I_{r, r m s}}{n_{2}}$ ,R_ds,pr为变换器运行时一次侧导通的开关管接通电阻,R_ds,se为变换器运行时二次侧导通的开关管接通电阻, $R_{e q, L_{r}}$ 为变换器谐振电感的等效值,I_r1,rms和I_r2,rms分别为一次侧两个半桥上谐振电流的有效值.

根据式(24)可知,I_r1,rms= $\frac{I_{r, r m s}}{n_{1}}$ ,I_r2,rms= $\frac{I_{r, r m s}}{n_{2}}$ .对于DTSRC而言,k= $\frac{n_{2}}{n_{1}}$ =1.45,n₂=kn₁>n₁,I_r1,rms>I_r2,rms.对于DBRC来说,n₂=n₁,I_r1,rms=I_r2,rms.因此,

${(\frac{I_{r, r m s}}{n_{1}})}^{2}$ R₁+ ${(\frac{I_{r, r m s}}{k n_{1}})}^{2}$ R₂+ $I_{r, r m s}^{2}$ R₃< ${(\frac{I_{r, r m s}}{n_{1}})}^{2}$ R₁+ ${(\frac{I_{r, r m s}}{n_{1}})}^{2}$ R₂+ $I_{r, r m s}^{2}$ R₃

DTSRC的导通损耗略小于DBRC.此外,由于优化了变比系数k,DTSRC的ZVS范围宽于DBRC.因此,当变比系数k=1.45时,DTSRC的总损耗理论上低于DBRC.

3.2 变换器设计规格

为了验证上述理论分析,本文设计了一个变换器,规格为额定输出功率P_r=200 W、输入电压V_H=150 V、输出电压V_L=80 V、开关频率f_s=100 kHz、电压增益M=0.82、变比系数k=1.45.为了方便实现谐振电流的ZVS运行,保证变换器具有一定的软开关裕度,降低开关管的环流,选取标幺化开关频率F=1.4.为了降低谐振电流与电压峰值并提高功率因数,选择Q=1对参数进行设计.

变压器T₁的变比n₁可以通过电压增益M以及输入输出电压来确定,根据M=n₁V_L/V_H,代入上述数值可得n₁=1.537 5.由n₂=kn₁,V_B=V_H/n₁,R_B=R_L= $V_{L}^{2}$ /P_r,可得n₂=2.23,V_B=97.561 V,R_B=32 Ω;又由I_B=V_B/R_B,P_B= $V_{B}^{2}$ /R_B,得I_B=3.049 A,P_B=297.442 W.其中,R_B为基准电阻,即变换器二次侧的负载电阻;P_B为输出功率的基准值.结合相关公式与F、Q的取值,谐振支路的元件值可以由以下公式计算:

$\begin{array}{l} F=\omega_{\mathrm{s}} / \omega_{\mathrm{r}}=2 \pi f_{\mathrm{s}} \sqrt{L_{\mathrm{r}} C_{\mathrm{r}}} \\ Q=\frac{\omega_{\mathrm{r}} L_{\mathrm{r}}}{R_{\mathrm{B}}}=\frac{L_{\mathrm{r}}}{R_{\mathrm{B}} \sqrt{L_{\mathrm{r}} C_{\mathrm{r}}}} \end{array}$

算出F=1.4,Q=1,求得谐振电感以及谐振电容分别为L_r=71.3 μH,C_r=69.63 nF.

4 仿真与实验验证

4.1 仿真验证

完成参数设计后,使用PSIM仿真软件分别对DTSRC与DBRC进行仿真,变换器在200、150、100和50 W下的关键仿真波形如图7和图8所示.

图7

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图7 DTSRC在4种负载下的关键仿真波形

Fig.7 Critical simulation waveforms of DTSRC in four load conditions

图8

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图8 DBRC在4种负载下的关键仿真波形

Fig.8 Critical simulation waveforms of DBRC in four load conditions

一次侧视为两个半桥电路并联,因此两个电压源幅值为V_H/2=150V/2=75 V,二次侧输出电压V_L=80 V.由图7不同负载下的开关电流可以看出,DTSRC通过变比系数k优化了ZVS范围,在50 W时也能保持全部开关管满足ZVS运行,而DBRC在100 W时开关管M_C与M_D便会失去ZVS.此外,在功率为50 W时,DTSRC的谐振电流依旧近似正弦波形,说明此时基波仍为主要成分,符合稳态理论分析;而DBRC在功率为100 W时,谐振电流已经发生畸变,偏离正弦波形,说明此时电流受到高次谐波影响,基波不再占据主要成分,稳态理论分析具有误差.综合来看,DTSRC的性能和效率均优于DBRC.

4.2 实验验证

根据变换器的参数设计,搭建额定功率为 200 W,一次侧电压为150 V,二次侧电压为80 V,开关频率为100 kHz的变换器实验样机,样机结构如图9所示.实验样机包含4个部分:FPGA控制器、一次侧三桥臂电路、二次侧全桥电路、高频变压器和LC型谐振槽.FPGA控制器产生开关管M_A~M_H的高频门极信号.变换器实验样机具体参数如下:一次侧电压150 V,二次侧电压80 V,额定功率200 W,开关频率100 kHz,高频变压器T₁变比为15:10, 高频变压器T₂变比为22:10,谐振电感71.3 μH,谐振电容69.63 nF,开关管M_A~M_H为C3M0025065D(650 V/97 A).

图9

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图9 双变压器型串联谐振变换器实验样机

Fig.9 Experimental prototype of DTSRC

对变换器样机进行实验验证,测得的变换器不同功率下一次侧和二次侧的主要参数波形.图10为变换器在4种负载下一次侧两个中点输入电压v_xz与v_yz、流经两个变压器的谐振电流i_r1与i_r2的波形.一次侧两个电压的幅值为V_H/2=150V/2=75 V,由于二次侧串联的两个高频变压器T₁与T₂的变比不同,所以电流i_r1与i_r2大小不同,但方向相同.图11展示了变换器在4个功率下二次侧交流电压v_mn、谐振电容电压 $v_{C_{r}}$ 和谐振电感电流i_r的波形.二次侧电压v_mn的幅值保持在80 V,谐振电容电压 $v_{C_{r}}$ 和谐振电感电流i_r几乎是正弦波,表明变换器工作在谐振状态下.开关管M_A和M_C、M_F和M_G在开始导通的时刻谐振电流为负值,M_B和M_D、M_E和M_H在开始导通的时刻谐振电流为正值.变换器一次侧4个开关管满足负电流下的ZVS,由于采用MCT,二次侧实现同步整流,开关管M_E~M_H满足零电流下的临界ZVS.

图10

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图10 DTSRC不同负载下一次侧关键参数实验波形

Fig.10 Primary side critical experimental waveforms of DTSRC in different loads

图11

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图11 DTSRC不同负载下二次侧关键参数实验波形

Fig.11 Secondary side critical experimental waveforms of DTSRC in different loads

变换器的运行效率如图12所示,在负载200、150、100和50 W的测量功率下,运行效率分别为93.55%、94.37%、94.22%和91.16%.变换器实现了开关管全范围ZVS运行,开关损耗大大减小,因此变换器运行效率显著提高,整体超过了90%,变换器的实验分析与理论分析结果一致.

图12

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图12 双变压器型串联谐振变换器运行效率

Fig.12 Operation efficiency of DTSRC

5 结语

针对目前谐振变换器存在的轻载条件下失去软开关特性和二次侧回流功率过大等问题,提出一种双变压器型串联谐振变换器.通过采用MCT控制策略,变换器二次侧实现了同步整流,消除了回流功率.同时,通过设置变换器两个高频变压器变比不同,额外增加了一个可调节自由度k,保证变换器在全负载范围内实行ZVS运行,减小了开关损耗.实验结果表明,由于实现了ZVS,变换器的效率有效提高,在轻载条件下依旧能够达到91.16%.

参考文献

原文顺序

文献年度倒序

文中引用次数倒序

被引期刊影响因子

[1]

赵彪, 安峰, 宋强, 等.

双有源桥式直流变压器发展与应用

[J]. 中国电机工程学报, 2021, 41(1): 288-298.