基于有源电容的直流母线电压振荡抑制器及其控制方法

doi:10.16183/j.cnki.jsjtu.2023.327

基于有源电容的直流母线电压振荡抑制器及其控制方法

杨继沛, 杨苓^,, 魏茂华

广东工业大学自动化学院,广州 510006

DC-Bus Voltage Oscillation Suppressor Based on Active Capacitor and Its Control Method

YANG Jipei, YANG Ling^,, WEI Maohua

School of Automation, Guangdong University of Technology, Guangzhou 510006, China

通讯作者: 杨苓,讲师;E-mail:yangling_1992@gdut.edu.cn.

责任编辑: 王一凡

收稿日期: 2023-07-18 修回日期: 2023-08-17 接受日期: 2023-08-28

基金资助:

国家自然科学基金(52107185)
广东省自然科学基金(2023A1515010061)

Received: 2023-07-18 Revised: 2023-08-17 Accepted: 2023-08-28

作者简介 About authors

杨继沛(2002—),本科生,从事分布式发电及直流微电网控制技术研究.

摘要

直流微电网中接入的恒功率负载降低了系统的有效阻尼,导致直流母线上产生高频电压振荡,威胁系统的安全稳定运行.为此,提出一种基于有源电容的直流母线电压振荡抑制器及其控制方法,将振荡抑制器与直流母线并联,令其直接与直流母线进行能量交互,振荡抑制器中的储能电容可以有效存储直流母线上伴随电压振荡产生的瞬变能量,从而降低电压振荡幅值,提高母线电压的稳定性.振荡抑制器中电源的电压可跟随直流母线电压进行自适应调节,面对系统中负荷变化,振荡抑制器可以保持稳定工作,具有即插即用、适用性强、控制灵活的优点.此外,通过分析振荡抑制器的工作模态和机理,建立其小信号模型,分析控制器参数对振荡抑制器稳定性和动态特性的影响,得出控制器参数优化方案.最后通过实验验证了上述振荡抑制器的有效性.

关键词： 直流微电网; 恒功率负载; 小信号模型; 振荡抑制器; 参数优化

Abstract

The constant power load (CPL) in a DC microgrid can reduce the effective damping of the system, resulting in high frequency voltage oscillations on the DC bus, which threatens the safe and stable operation of the system. To address this issue, this paper proposes a DC-bus voltage oscillation suppressor based on an active capacitor and its control method. The oscillation suppressor is connected in parallel to the DC bus, enabling direct interaction with the DC bus. The energy storage capacitor in the oscillator suppressor effectively stores the transient energy generated by voltage oscillations, thereby reducing the amplitude of voltage oscillation and improving the voltage stability of the bus. The voltage of the power supply in the oscillation suppressor adapts to the voltage of the DC bus, allowing for stable operation in the face of load changes in the system. The design offers advantages such as plug-and-play functionality, strong applicability, and flexible control. In addition, by analyzing the operating mode and mechanism of the oscillation suppressor, a small signal model is established, and the influence of controller parameters on the stability and dynamic performance of the suppressor is analyzed, based on which the controller parameter optimization scheme is proposed. Finally, the effectiveness of the oscillatory suppressor is validated through the experimental results.

Keywords： DC microgrid; constant power load (CPL); small signal model; oscillation suppressor; parameter optimization

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本文引用格式

杨继沛, 杨苓, 魏茂华. 基于有源电容的直流母线电压振荡抑制器及其控制方法[J]. 上海交通大学学报, 2025, 59(3): 303-312 doi:10.16183/j.cnki.jsjtu.2023.327

YANG Jipei, YANG Ling, WEI Maohua. DC-Bus Voltage Oscillation Suppressor Based on Active Capacitor and Its Control Method[J]. Journal of Shanghai Jiaotong University, 2025, 59(3): 303-312 doi:10.16183/j.cnki.jsjtu.2023.327

随着“双碳”目标被提出,直流微电网系统因功率损耗小、新能源消纳能力高、可靠性强以及无无功功率分配的优势,被广泛运用于航天、国防工程和商业用电等领域,同时受到了学术界的广泛关注^[1⇓-3].

在对直流微电网系统的研究中,其稳定性是最核心、复杂的问题^[4],其中直流母线电压被认为是衡量直流微电网稳定性的核心指标^[5].直流微电网中恒功率负载(constant power load,CPL)具有的负阻抗特性^[6-7]、电力电子变换器的级联、变换器和负载之间的交互耦合以及负载的波动等原因会造成系统的不稳定,表现为直流母线电压产生高频振荡型波动^[8-9].

目前对直流母线电压振荡抑制方法的研究主要集中在对直流微电网中DC-DC变换器控制方法的优化设计.文献[10]中在变换器旁并联一个电容器,利用其充放电特性,改善变换器的外部特性,并使用惯性和阻尼控制方法(inertia and damping control, IDC)对变换器进行控制,可以有效抑制直流母线上的振荡.下垂控制同样是一种对直流微电网中DC-DC变换器的常见控制方法,文献[11]中在DC-DC变换器的电压电流双环下垂控制器内加入前馈项,同时使用干扰观测器代替电流测量传感器来估测输出电流,这种方法提高了闭环系统在工作范围内的指数稳定性.对于上述下垂控制和虚拟阻抗等控制方法,可以通过对直流微电网的变换器建立小信号模型来分析控制方法对系统稳定性的改善程度^[12].利用基于非线性扰动观测器(nonlinear disturbance observer, NDO)的干扰估计技术结合滑模控制(sliding mode control, SMC),或使用模型预测控制、同步控制、被动控制及智能控制策略^[13],也有利于改善由CPL的负增量阻抗特性造成的系统阻尼性变差诱发的不稳定问题.此外,文献[14]中提出了一种基于母线电压V以及功率P的V²-P下垂控制方案,能够在不改变控制策略的情况下实现各种工况之间的平稳过渡,避免了工况切换时的检测机制,降低了对系统通信水平的要求.文献[15]中提出了一种基于扩散算法的无下垂分布式储能控制,可以同时实现母线电压稳定和储能间功率的精确分配.这类方式可以在不增加系统装置成本的基础上提高系统的稳定性.但是,协调和分配变换器以及分布式储能装置的控制较为困难.

除了对DC-DC变换器的拓扑和控制进行改善,目前也有一些学者研究了直接和直流母线交互的直流母线电压补偿装置(voltage bus conditioner, VBC),其抑制直流母线电压振荡的原理是消除母线电压上包含的高次谐波^[9],这种VBC通过向母线注入或者抽取电流,在稳定状态下吸取直流母线上微小的能量变化量,而在故障状态时向直流母线输出能量,来抑制母线上的电压振荡^[16].文献[17]中提出一种有源电容变换器,可以增加级联型系统中源变换器的输出电容大小,提高级联型系统的稳定性.类似地,文献[18]中研究了一种电压纹波缓解器,采用局部电压控制方法来实现其即插即用的功能.上述在直流微电网中外加VBC的策略,对抑制多种因素造成的直流母线电压振荡均有通用性.但如文献[18]中提出的电压纹波缓解器,需对直流母线电压信号的谐波分量进行分析,并依此调节控制器,因此其控制方法较为复杂,控制的灵活性略有不足.

此外,调节直流微电网系统中DC-DC变换器的控制参数也可以改变系统的稳定性,如用遗传算法等启发式算法,将控制器系数进行深度强化学习(deep reinforcement learning, DRL),实现对于超局部模型(ultralocal model, ULM)控制器的自适应调节^[19].文献[20]中对一个社区直流微电网进行小信号稳定性分析,利用特征值评估了系统主频模态对各种物理参数和控制参数变化的灵敏性.文献[21]中利用线性规划和Chebyshev定理,研究了一种鲁棒控制器参数的优化设计方案,减小CPL引起的振荡效应.这类通过高级算法对DC-DC变换器的控制参数进行寻优的策略同样可以避免增加系统的成本和占地面积,但是对直流微电网系统的建模精度决定了该方法的有效性.此外在设计VBC装置时,也可以对其控制器参数进行优化选择,确定一组对提高直流微电网系统稳定性效果最优的参数.

基于上述分析,目前系统面临以下挑战.为了抑制直流微电网中因CPL等原因引起的母线电压振荡,传统的策略是在源侧变换器或者负载侧变换器增加阻尼控制器以调节变换器的外部特性、引入先进的控制策略或调节控制参数来实现.而新型的策略是利用一类直接与直流母线并联的变换器装置,吸收直流母线上特定频率的高频振荡能量,从而抑制母线电压振荡.这些方法通常受到建模精度、通信水平、控制器本身参数的固定结构、多变工况的约束,且随着更多的储能系统(energy storage system, ESS)和CPL接入以及当系统的运行方式或负荷大小发生突变时,以上方法难以稳定地抑制直流母线电压振荡.而在上述背景下,不需要改变系统中任何拓扑结构参数,且面对工况变化时,能够自适应抑制直流母线电压振荡的振荡抑制器还没有得到研究.

本文主要工作如下:

(1) 提出了一种基于有源电容的直流母线电压振荡抑制器,利用一个可自适应调整的电源和具有储能功能的模块组合而成,改善由CPL的负阻尼特性引起的直流母线电压的谐波分量增大而造成的系统振荡问题.当系统工况改变时,无需调整变换器的控制策略,振荡抑制器对直流母线电压值进行跟随观测并自动调整电源模块输出电压的给定值,再通过一系列控制实现振荡抑制,控制简便,即插即用,适应性强.

(2) 对振荡抑制器的工作模态和机理进行分析,并建立其小信号模型,分析调整控制器参数对控制性能的影响,给出控制参数优化方案,实现当母线电压发生改变时振荡抑制器具有较强的稳定性和良好的动态特性.

1 基于有源电容的直流母线电压振荡抑制器及其控制方法

1.1 振荡抑制器工作原理

为解决分布式ESS和CPL接入主导下的直流微电网母线电压振荡问题,本文提出了一种基于有源电容的直流母线电压振荡抑制器,直流微电网示意图以及振荡抑制器拓扑结构如图1所示.振荡抑制器由电源模块和储能模块两部分组成,其中,电源模块采用Boost电路对一个恒压源U_in升压,得到输出电压U_S,为提高U_S的电能质量,将该电源经滤波电感L_S和滤波电容C_S组成的滤波电路后,向储能模块提供能量.图中:L_Boost、C_Boost、S_S分别为电源模块中的电感、电容以及绝缘栅双极晶体管(IGBT);I_S为储能模块输入电流;I_L为滤波电感L_F上的电流;U_ST、U_C分别为储能电容C_ST、滤波电容C_F上的电压;S_T、S_B分别为与C_ST、C_F并联的IGBT.

图1

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图1 直流微电网及其振荡抑制器拓扑结构

Fig.1 Topology of DC microgrid and its oscillation suppressor

振荡抑制器正常工作时,通过分析绘出在两种开关导通状态下振荡抑制器与直流母线的能量传递关系,如图2所示.若某时刻直流母线电压大于其平均值:在S_B导通、S_T关断时,直流母线上增加的能量注入L_F;当S_B关断、S_T导通时,L_F上暂时吸收的能量流向C_ST.因此,在一个周期内,L_F作为直流母线电容和C_ST能量交换的中转站,其能量及电压值U_F维持在一个稳定值.而C_ST因吸收母线电压增大伴随产生的能量,其电压值出现轻微的上升.若直流母线电压实际值小于其平均值,C_ST上的能量将会返回到直流母线对其进行补偿.同时绘制当直流母线电压大于其平均值,即直流母线上增加的能量被C_ST吸收时,C_ST和C_F上的电流电压波形示意图如图3所示,其中I_C和I_ST分别为流入C_F和C_ST中的电流,符号上的横杠表示此变量的平均值.

图2

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图2 振荡抑制器不同模态下的能量传递关系

Fig.2 Energy transfer relationship of oscillation suppressor in different modes

图3

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图3 理想状态下C_ST和C_F的电流电压波形示意图

Fig.3 Schematic diagram of current and voltage waveforms of C_ST and C_F under ideal conditions

为确保振荡抑制器的有效工作,需将电源模块输出电压的给定值U_SREF及储能电容电压期望值 $U_{S T}^{*}$ 设定为大于直流母线电压U_DC的量值.在振荡抑制器接入直流母线前,对振荡抑制器的储能模块充电,使储能电容C_ST的电压U_ST达到其期望值 $U_{S T}^{*}$ ,保证储能模块中有足够能量对直流母线进行有效补偿,从而有效抑制直流母线电压振荡.其中,设置U_SREF大于U_DC约5 V,而 $U_{S T}^{*}$ 大小除了应大于U_DC一定程度外,还应确保系统发生故障时U_ST的大小不会损坏IGBT^[9].因此, $U_{S T}^{*}$ 设置为(1.2~1.5) U_DC,即可满足上述需求.否之,若电源模块输出电压U_S或储能电容电压U_ST小于U_DC,将导致振荡抑制器电源模块无法对模块进行有效充电或C_ST上的能量无法流回直流母线并对其进行振荡抑制,这与图2中期望的能量流动关系不符,振荡抑制器失去对直流母线电压振荡的抑制作用.此外,振荡抑制器应经小电阻接入直流母线,避免产生冲击电流对装置造成不良影响,随后两者之间切换为无电阻直接并联,确保控制信号占空比的准确度.

1.2 小信号模型下振荡抑制器控制方法

对于振荡抑制器的电源模块,采用电压电流双闭环比例积分(PI)控制器,对电源模块中输出电压U_S以及流过电感L_Boost的电流进行控制.仅调节输出电压的给定值U_SREF,即可使得U_S跟随直流母线电压进行自适应调节,确保振荡抑制器的有效工作,控制灵活.本节主要对储能模块的控制策略进行分析.根据上述的振荡抑制器能量传递关系,对振荡抑制器中储能模块建立空间平均状态模型如下:

(1)

\frac{d}{d t} [\begin{array}{l} {\bar{U}}_{C} \\ {\bar{U}}_{S T} \\ {\bar{I}}_{L} \end{array}]

[\begin{array}{l} 0 & 0 & - \frac{D}{C_{F}} \\ 0 & 0 & \frac{1 - D}{C_{S T}} \\ \frac{D}{L_{F}} & - \frac{1 - D}{L_{F}} & 0 \end{array}] [\begin{array}{l} {\bar{U}}_{C} \\ {\bar{U}}_{S T} \\ {\bar{I}}_{L} \end{array}]

[\begin{array}{l} \frac{1}{C_{F}} \\ 0 \\ 0 \end{array}] {\bar{I}}_{S}

式中:D表示开关S_B对应的占空比.

求得储能模块的线性小信号模型如下,其中,为简化公式形式,用U_T取代U_C+U_ST的值:

(2)

[\begin{array}{l} {\tilde{U}}_{C} \\ {\tilde{U}}_{S T} \\ {\tilde{I}}_{L} \end{array}]

\frac{[\begin{array}{l} \frac{s^{2}}{C_{F}} + \frac{{(1 - \bar{D})}^{2}}{C_{F} C_{S T} L_{F}} \\ \frac{\bar{D} (1 - \bar{D})}{C_{F} C_{S T} L_{F}} \\ \frac{\bar{D}}{C_{F} L_{F}} s \end{array}] {\tilde{I}}_{S} + [\begin{array}{l} - \frac{{\bar{I}}_{L}}{C_{F}} s^{2} + \frac{\bar{D} {\bar{U}}_{T}}{C_{F} L_{F}} s - \frac{{\bar{I}}_{L} (1 - \bar{D})}{C_{F} C_{S T} L_{F}} \\ - \frac{{\bar{I}}_{L}}{C_{S T}} s^{2} + \frac{(1 - \bar{D}) {\bar{U}}_{T}}{C_{S T} L_{F}} s - \frac{{\bar{I}}_{L} \bar{D}}{C_{F} C_{S T} L_{F}} \\ \frac{{\bar{U}}_{T}}{L_{F}} s^{2} + (\frac{{\bar{I}}_{L} (1 - \bar{D})}{C_{S T} L_{F}} - \frac{{\bar{I}}_{L} \bar{D}}{C_{F} L_{F}}) s \end{array}] \tilde{D}}{s^{3} + s (\frac{{(1 - \bar{D})}^{2}}{C_{S T} L_{F}} + \frac{{\bar{D}}^{2}}{C_{F} L_{F}})}

式中:s为复数变量;符号上的波浪号表示此变量的小信号分量.由式(2)可以提取出 ${\tilde{U}}_{C}$ 、 ${\tilde{I}}_{L}$ 、 ${\tilde{U}}_{S T}$ 对 $\tilde{D}$ 的表达式G_D₁(s)、G_D₂(s)和G_D₃(s)分别如下:

(3)G_D₁(s)=

\frac{{\tilde{U}}_{C}}{\tilde{D}}

\frac{- \frac{{\bar{I}}_{L}}{C_{F}} s^{2} + \frac{\bar{D} {\bar{U}}_{T}}{C_{F} L_{F}} s - \frac{{\bar{I}}_{L} (1 - \bar{D})}{C_{F} C_{S T} L_{F}}}{s^{3} + s (\frac{{(1 - \bar{D})}^{2}}{C_{S T} L_{F}} + \frac{{\bar{D}}^{2}}{C_{F} L_{F}})}

(4)G_D₂(s)=

\frac{{\tilde{I}}_{L}}{\tilde{D}}

\frac{\frac{{\bar{U}}_{T}}{L_{F}} s^{2} + (\frac{{\bar{I}}_{L} (1 - \bar{D})}{C_{S T} L_{F}} - \frac{{\bar{I}}_{L} \bar{D}}{C_{F} L_{F}}) s}{s^{3} + s (\frac{{(1 - \bar{D})}^{2}}{C_{S T} L_{F}} + \frac{{\bar{D}}^{2}}{C_{F} L_{F}})}

G_D₃(s)= $\frac{{\tilde{U}}_{S T}}{\tilde{D}}$ =

(5)

\frac{- \frac{{\bar{I}}_{L}}{C_{S T}} s^{2} + \frac{(1 - \bar{D}) {\bar{U}}_{T}}{C_{S T} L_{F}} s - \frac{{\bar{I}}_{L} \bar{D}}{C_{F} C_{S T} L_{F}}}{s^{3} + s (\frac{{(1 - \bar{D})}^{2}}{C_{S T} L_{F}} + \frac{{\bar{D}}^{2}}{C_{F} L_{F}})}

基于上述分析,滤波电感L_F作为直流母线和储能电容之间能量转换的中转站,其在一个开关周期内流入和流出的能量相同,因此在每个开关周期内,开关S_T和S_B对应导通的时间t_ST、t_SB与其对应的电容电压值的乘积需要保持平衡:

(6)t_SBU_C=t_STU_ST

因此可以推出初始占空比D₀的稳态值如下:

(7)D₀=

\frac{{\bar{U}}_{S T}}{{\bar{U}}_{C} + {\bar{U}}_{S T}}

当直流微电网受CPL的负阻抗特性或变换器与负荷的耦合等因素导致直流母线电压振荡时,直流母线振荡的瞬变能量会被储能电容吸收.而在系统发生负荷的瞬时性投切或者系统故障时,振荡抑制器与直流母线间会流过较大的瞬时性电流,考虑到滤波电容C_F和母线电容并联,可以用滤波电容C_F上的电流值I_C反映直流母线上的瞬时性变化.为保证设计的振荡抑制器能够在多变的情况下维持直流母线电压的稳定,需要对初始设计的占空比进行修正.其中,I_C为有名值,系统稳定状态下,其平均值接近于0.在初始占空比的基础上,可以得出改进的占空比如下:

(8)D=

\frac{U_{S T}}{U_{C} + U_{S T}}

+I_C

在式(8)的基础上,为了同时对I_L进行控制,将滤波电容电压U_C通过一个高通滤波器,滤除因变换器的级联产生的低频振荡以及固有的直流分量,得到滤波电感上电流I_L的参考量 $I_{L}^{*}$ ,并用此量进行控制器的设计,进而可以推导新的占空比表达式如下:

(9)D=

\frac{U_{S T}}{U_{C} + U_{S T}}

+2πω₀C_F

\frac{s}{s + ω_{0}}

U_C

式中:ω₀代表高通滤波器的截止频率,取值为2 kHz.

根据式(8)和(9)搭建出储能模块的控制框图,如图4所示.其中,主控制环的控制量为滤波电感电流参考值 $I_{L}^{*}$ 与实际值I_L的差值,辅助控制环的控制量为储能电容电压期望值 $U_{S T}^{*}$ 与实际值U_ST的差值,将主、辅控制环的控制量与对应环的增益k₁、k₂相乘,得到的量相加后由PI控制器补偿,最后生成脉冲宽度调制(PWM)信号发送给控制开关S_T 和S_B.

图4

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图4 振荡抑制器的控制框图

Fig.4 Control block of oscillation suppressor

接下来主要分析线性小信号模型下的控制规律和传递函数,将图4中的传递框图转换为小信号模型,如图5所示.由此计算出由 ${\tilde{U}}_{C}$ 、 ${\tilde{I}}_{L}$ 、 ${\tilde{U}}_{S T}$ 与 $\tilde{D}$ 的关系如下:

(10)

\tilde{D}

[\begin{array}{l} k_{1} \frac{a_{1} s}{s + ω_{0}} & - k_{1} & - k_{2} \end{array}] [\begin{array}{l} {\tilde{U}}_{C} \\ {\tilde{I}}_{L} \\ {\tilde{U}}_{S T} \end{array}] (k_{p} + \frac{k_{i}}{s})

式中:a₁=2πω₀C_F;k_p为比例系数;k_i为积分系数.

图5

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图5 小信号模型下的振荡抑制器传递框图

Fig.5 Block diagram of oscillation suppressor transfer in small signal model

在图4和图5所示的传递框图中,加入PI控制器对控制系统进行补偿,可以提高控制系统的稳定性和动态特性,减小直流母线上的振荡.结合PI控制器和主辅控制环上的增益,对于研究的3个控制量U_C、U_ST和I_L,可以得到3组小信号模型下的开环传递函数G_L₁(s)、G_L₂(s)和G_L₃(s),分别如下:

(11)G_L₁(s)=k₁

(k_{p} + \frac{k_{i}}{s}) \frac{a_{1} s}{s + ω_{0}}

G_D₁(s)

(12)G_L₂(s)=-k₁

(k_{p} + \frac{k_{i}}{s})

G_D₂(s)

(13)G_L₃(s)=-k₂

(k_{p} + \frac{k_{i}}{s})

G_D₃(s)

由上述分析看出,提出控制方法的传递函数特征清晰,便于对传递函数中参数进行选择调整,改善振荡抑制器在不同情景下的工作性能.同时,采用的PI控制方法也在实际工程上有着广泛的应用.

2 控制器参数优化

由式(11)~(13)可以推测出,在一个合理范围内改变控制器中的主、辅控制环增益k₁、k₂和PI控制器参数,可以影响系统的稳定性和动态特性,提高振荡抑制器的工作效果.因此可通过绘制伯德图,分别研究控制器参数的变化对式(11)~(13)的3个传递函数对应的稳定性和动态特性的影响,依此得出振荡抑制器控制参数的优化选择方案.为节省篇幅,仅展示式(12)中包含的3个控制器参数变量:比例系数k_p、积分系数k_i、主控制环增益k₁的改变对振荡抑制器稳定性及动态特性的影响.

由图6所示的伯德图可以分析得出:首先,增大k_p的值可以提高系统的稳定裕度,同时增大截止频率.当k_p值选取为2时,系统已有较大的截止频率,可适用于大多数的工作状态;其次,k_i的大小对系统截止频率的影响很小,而增大k_i值会减小系统的稳定裕度,因此可以选择较小的k_i值;最后,观察到主、辅控制环增益对系统的相位裕度不造成影响,但较大的增益可以增大系统的截止频率,改善系统的快速性.

图6

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图6 式(12)中不同控制器参数数值对应传递函数的伯德图对比

Fig.6 Bode diagram comparison of transfer functions for different controller parameter values in Equation (12)

3 实验验证

为验证所提的振荡抑制器具有抑制直流母线电压振荡的能力及在负载突变下的鲁棒性,搭建由RT-LAB OP5600实时仿真系统、DSP控制板、上位机及示波器组成的半实物硬件在环实验平台,如图7所示.在上位机中建立图1所示的直流微电网主电路模型,并将主电路模型装载到实时仿真器OP5600中.当模型运行时,OP5600通过I/O端口实时发送模拟信号到DSP控制板,DSP控制板对数据处理后将数字控制信号实时传输到OP5600中,数据可以实时交互,保证系统正常运行.振荡抑制器参数如表1所示,对应的控制器参数如表2所示.

图7

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图7 半实物硬件在环实验平台示意图

Fig.7 Schematic diagram of semi-physical hardware in ring experiment platform

表1 振荡抑制器参数

Tab.1 Parameters of oscillation suppressor

子系统	参数	取值
电源模块	U_in/V	120
	L_Boost /μH	300
	C_Boost /mF	3
	L_S /μH	400
	C_S /μF	50
储能模块	C_ST/μF	100
	L_F/μH	900
	C_F/μF	5

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表2 控制器参数

Tab.2 Parameters of controller

子系统控制器	参数	取值
电源模块控制器	U_SREF/V	790
储能模块控制器	$U_{S T}^{*}$ /V	1 000
	k₁	2
	k₂	0.5
	k_p	0.4
	k_i	300

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储能电容C_ST作为振荡抑制器中的核心元件,设计的储能电容大小应能保证储能电容中有足够能量对直流母线电压振荡进行补偿,当系统容量增加时,设计的储能电容仍能实现其功能.同时,当储能电容中的能量最大程度的注入直流母线对其补偿时,U_ST仍满足大于直流母线电压U_DC,从而保证振荡抑制器的正常工作.因此可得出储能电容C_ST的设计式^[16]如下:

(14)

\frac{1}{2}

C_ST

[U_{S T}^{* 2} - {(U_{D C} + \frac{1}{2} Δ U_{D C})}^{2}]

≥

\frac{1}{2}

C_DC

[U_{D C}^{2} - {(U_{D C}^{2} - \frac{1}{2} Δ U_{D C})}^{2}]

式中:本文研究直流微电网母线电压U_DC为780 V,ΔU_DC为直流母线电压最大振荡峰峰值,此处取ΔU_DC为直流母线电压的5%,即为39 V; $U_{S T}^{*}$ 取为 1 000 V;C_DC表示直流母线电容,取1 mF.由此计算得,若C_ST≥85 μF,即可满足要求,再额外留一定余量,可取C_ST为100 μF.

3.1 无负荷变化下切入振荡抑制器的实验结果

为清晰展现振荡抑制器抑制大功率CPL造成的直流母线电压振荡的能力,研究当系统中接入3台大小均为17 kW的CPL时,直流母线电压和电流的波形如图8所示,其中振荡抑制器在第5 s时切入,可见切入后的直流母线电压振荡幅值约为之前的14%,电流振荡幅值约为之前的25%,抑制效果明显.

图8

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图8 无负荷变化下切入振荡抑制器的直流母线电压、电流的波形

Fig.8 Waveform of DC-bus voltage and current fed into the oscillation suppressor without load change

3.2 负荷增大下切入振荡抑制器的实验结果

考虑到直流微电网系统的负载大小会不断变化,因此除了分析加入振荡抑制器对直流母线振荡抑制效果,还应考虑振荡抑制器对负载跳变时的工作性能.此情景设定在第3 s时切入振荡抑制器,先观察振荡抑制器对3台均为14 kW的CPL导致的直流母线电压、电流振荡的抑制效果,再在第7 s时将3台CPL功率均增大至17 kW,观察在负载增加时对振荡的抑制效果.得到直流母线电压和电流的波形如图9所示.

图9

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图9 负荷增大下切入振荡抑制器的直流母线电压、电流的波形

Fig.9 Waveform of DC-bus voltage and current fed into oscillation suppressor with increasing load

当3台CPL功率均为14 kW时,切入振荡抑制器后的直流母线电压振荡幅值约为未切入时的20%,电流振荡幅值约为未切入时的35%.当3台CPL功率同时增大至17 kW时,直流母线电压有一个瞬态的下降,并在1 s左右后趋于稳定.此后母线电压和电流的振荡幅值与4~7 s时的情况近似相等.

3.3 负荷减小下切入振荡抑制器的实验结果

与3.2中的工况切换条件类似,不同的是在第7 s时将3台CPL功率均由17 kW减小到14 kW,观察在振荡抑制器作用下,CPL功率减小时的直流母线电压和电流的波形如图10所示,当3台CPL功率均为17 kW时,切入振荡抑制器后直流母线电压振荡幅值约为未切入时的14%,母线电流振荡幅值约为未切入时的25%.当3台CPL功率同时减小至14 kW时,直流母线电压有一个4 V左右的跃升,并在1 s左右后趋于稳定.此后母线电压和电流的振荡幅值与4~7 s时的情况近似相等.

图10

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图10 负荷减小下切入振荡抑制器的直流母线电压、电流的波形

Fig.10 Waveform of DC-bus voltage and current fed into oscillation suppressor with load reduction

3.4 不同U_SREF下切入振荡抑制器的实验结果

此外验证改变振荡抑制器电源模块输出电压给定值U_SREF对振荡抑制器工作性能的影响,将U_SREF分别设为790、787.5和785 V,同时展示3组直流母线电压波形,并主要对其振荡幅值进行比较.如图11所示,在切入振荡抑制器后,直流母线电压振荡幅值分别约为未切入时的14%、25%和50%,可见当给定值设为790 V时的抑制效果最佳.因此,若选取的U_SREF略大于初始的直流母线电压平均值,可以增加振荡抑制器的抑制能力,验证了上述理论分析.

图11

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图11 设置不同U_SREF时振荡抑制效果对比

Fig.11 Comparison of oscillation suppression performance at different U_SREF values

4 结语

本文提出了一种基于有源电容的直流母线电压振荡抑制器,其核心利用一个储能电容,在两个开关器件的交替导通下,吸收母线电压振荡伴随产生的瞬变能量,减小直流母线上的电压振荡幅值,提高直流微电网的稳定性.结合可自主调节电压输出值的电源模块向储能模块供电,因此振荡抑制器在不同工况切换时具有可灵活调节的能力,提高了振荡抑制器的稳定性.此外,该振荡抑制器具有控制简便、即插即用的优势,具有较好的工程应用前景.

在3台17 kW的CPL接入直流微电网的情况下,振荡抑制器能够将直流母线电压振荡幅值降低至未经抑制时的14%,同时能有效抑制直流母线电流振荡.在CPL发生突变时,振荡抑制器能持续稳定地抑制直流母线电压振荡,且抑制效果明显.

此外,分析振荡抑制器的控制器参数对系统稳定性和动态特性的影响,依此能够在合理范围内选择k₁、k₂、k_p、k_i这4种参数值,来增加系统的稳定裕度,提高系统的快速性,令设计的振荡抑制器在不同情景下对直流母线上产生的振荡均有强稳定的抑制能力.

参考文献

原文顺序

文献年度倒序

文中引用次数倒序

被引期刊影响因子

[1]

张珍睿, 刘彦呈, 杨鹏明, 等.

直流供电下的永磁同步电机驱动系统母线电压振荡抑制策略

[J]. 电工技术学报, 2022, 37(12): 2982-2991.