一种低压输入高压输出的两级式逆变器高效率调制方法

doi:10.16183/j.cnki.jsjtu.2022.102

一种低压输入高压输出的两级式逆变器高效率调制方法

旷永红¹, 谢伟^,², 田莉¹, 林愿¹, 周细凤¹

1.湖南工程学院电气与信息工程学院,湖南湘潭 411104

2.中车株洲电力机车研究所有限公司电气技术与材料工程研究院,湖南株洲412001

A High-Efficiency Modulation Method of Two-Stage Inverter with Low Voltage Input and High Voltage Output

KUANG Yonghong¹, XIE Wei^,², TIAN Li¹, LIN Yuan¹, ZHOU Xifeng¹

1. College of Electrical and Information Engineering, Hunan Institute of Engineering, Xiangtan 411104, Hunan, China

2. Institute of Electrical Technology and Material Engineering, CRRC Zhuzhou Electric Locomotive Research Institute Co., Ltd., Zhuzhou 412001, Hunan, China

通讯作者: 谢伟,高级工程师;E-mail:csuzhoupeng@163.com.

责任编辑: 孙伟

收稿日期: 2022-04-6 修回日期: 2022-05-17 接受日期: 2022-06-17

基金资助:

国家自然科学基金(52077189)
湖南省自然科学基金(2021JJ30185)

Received: 2022-04-6 Revised: 2022-05-17 Accepted: 2022-06-17

作者简介 About authors

旷永红(1979-),博士,从事大功率变流和谐波控制研究.

摘要

车载逆变器向着小型化、轻量化和高功率密度的趋势发展.针对现有输入电压为DC 110 V 的车载单相逆变器采用Boost电路和全桥逆变两级独立调制而存在效率低、功率密度小等问题,提出了一种Boost电路和全桥逆变两级协同式调制方法.该方法根据输入电压与输出电压绝对值的大小关系使Boost电路和全桥逆变电路处于不同的工作方式,优化绝缘栅双极型晶体管开关状态和二极管通断状态,从而降低逆变器的损耗,提升逆变器效率.同时,该方法能减少全桥逆变电路的输出谐波,从而缩小滤波器件的尺寸,提升逆变器功率密度.设计制作一台2.75 kV·A车载逆变器样机,实验验证了所提方法的正确性和可行性.

关键词： 低压输入高压输出; 逆变器; 两级协同式调制; 功率密度

Abstract

Miniaturization, lightweight, and high power density are development trends of vehicle-mounted inverters. The existing vehicle mounted single-phase inverter with DC 110 V input voltage adopts two-stage independent modulation between Boost circuit and full bridge inverter circuit, which has the problems of low efficiency and low power density. To solve these problems, a two-stage cooperative modulation between Boost circuit and full-bridge inverter circuit is studied. According to the relationship between the absolute value of input voltage and output voltage, the Boost circuit and the full-bridge inverter operate with different modes in the proposed method, which optimizes the insulated gate bipolar transistor(IGBT) switching state and diode on-off state to reduce the loss of the inverter and improve the efficiency of the inverter. At the same time, the output harmonics of the full-bridge inverter circuit can be reduced to decrease the size of the filter and improve the power density of the inverter. A 2.75 kV·A prototype is designed and fabricated. Experiments are conducted to verify the correctness and feasibility of the proposed method.

Keywords： low voltage input and high voltage output; inverter; two-stage cooperative modulation; power density

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本文引用格式

旷永红, 谢伟, 田莉, 林愿, 周细凤. 一种低压输入高压输出的两级式逆变器高效率调制方法[J]. 上海交通大学学报, 2023, 57(7): 878-886 doi:10.16183/j.cnki.jsjtu.2022.102

KUANG Yonghong, XIE Wei, TIAN Li, LIN Yuan, ZHOU Xifeng. A High-Efficiency Modulation Method of Two-Stage Inverter with Low Voltage Input and High Voltage Output[J]. Journal of Shanghai Jiaotong University, 2023, 57(7): 878-886 doi:10.16183/j.cnki.jsjtu.2022.102

随着车载单相逆变器向着体积小、效率高和功率密度高的趋势发展^[1],现有研究着重于从拓扑结构、元器件材料、控制策略等方面减少逆变器的损耗,提高逆变器的电压输出波形质量^[2⇓-4].文献[5]中分析了SiC MOSFET逆变器的损耗与电感体积的变化关系,通过减小电感体积来提高功率密度.丰瀚麟等^[6]分析了反激型电流源光伏并网逆变器损耗的计算方法,推导出损耗与其变压器匝比密切相关,并给出其计算公式.李宗鉴等^[7]研究了基于不同类型SiC MOSFET的Si/SiC混合器件逆变器,构建了其损耗模型并分析了损耗的差异性及产生的原因.文献[8]研究了高频SiC逆变器减少开关损耗的改进调制方法,利用SiC的反并联二极管续流特性,让一部分设置的SiC开关器件一直处于关闭状态,从而减少高频开关损耗.目前,车载单相逆变电源一般采用三相四线输出形式或者三相转单相变压器形式^[9],这种单相电源频率与车载辅助变流器输出频率相同,但不能获得太大功率,否则三相电压不平衡度会超过标准的要求^[10].另外,这种供电制式电源来自受电弓,一旦降弓,单相电源就没有输出,将影响到吸尘器、电脑、示波器等重要车载设备的使用.

车载单相负载一般为民用设备,不同国家单相民用设备的电源在电压和频率上各不相同,而传统的单相逆变器无法根据其应用对象不同而变化,因此通用性差.

为了实现车载单相逆变器能大功率独立输出,并且在没有受电弓工况下,单相逆变器能正常工作,研究者研制了在直流电流(DC)110 V输入条件下,实现不同电压和不同频率输出的车载单相逆变器.该单相逆变器由Boost电路和全桥逆变电路两级组成,两级电路以独立模式(两级独立式调制)工作,此模式下逆变器中的电力电子器件始终处于开关状态,因此这种逆变器存在损耗大、体积大、效率低的问题^[11].为了提高这种结构逆变器的效率,文献[12]中采用倍频调制方式,研究了用SiC器件代替Si器件的光伏逆变器,分析结果显示频率越高效率提升越好.王强等^[13]通过在这种电路中增加一个辅助电路来提高Boost电路输送给后级全桥逆变电路的电压,从而增大逆变器输出线电压的基波幅值,提高逆变器的效率.

针对车载逆变器高效率、高功率密度和小空间尺寸的要求,本文研究了一种两级协同式逆变调制方法,该调制方法根据输出电压绝对值大小和输入电压的关系,采取Boost电路和全桥逆变电路两级协同工作模式,优化电力电子器件开关状态,并对两级协同式模式下逆变器的工作过程进行了详细的理论推导和损耗计算分析.以某地铁单相逆变器为例,设计了一台2.75 kV·A的实验样机,对比分析了两级独立式调制方法与两级协同式调制方法的损耗.

1 低压输入高压输出单相逆变器调制原理及工作过程

1.1 Boost电路和全桥逆变电路两级式单相逆变器调制原理

图1中,AC为交流电流,L_b、D_b、Q_b、C_b、V_Cb、Q₁、L_o、C_o分别为斩波电感、斩波续流二极管、斩波IGBT模块、中间电容、Boost电路的输出电压、全桥逆变电路Q₁模块、输出滤波电感、输出滤波电容.在图1逆变器的调制中假设每个开关周期(T_s),逆变器电感都处于连续工作模式,输出电压(v_o)和输入电压(V_in)关系如下:

v_o=

\frac{1}{1 - d_{b}}

V_ind_fb

(1)

式中:d_b为Boost电路的占空比;d_fb为全桥逆变电路的占空比.

图1

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图1 DC 110 V供电的单相逆变器拓扑图

Fig.1 Topology of DC 110 V single-phase inverter

现有车载单相逆变器采用两级独立式调制方法的工作过程为:先通过脉冲宽度调制(PWM)斩波将输入电压升至恒定直流电压V_Cb,然后通过全桥逆变电路进行正弦脉冲宽度调制(SPWM),具体调制波形如图2所示,其表达式如下:

\begin{array}{l} V_{C b} = \frac{1}{1 - d_{b}} V_{i n} \\ v_{o} = V_{C b} d_{f b} \end{array}\}

(2)

式中:V_Cb为恒定值.

图2

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图2 单相逆变器两级独立式调制波形

Fig.2 Two-stage independent modulation waveform of single phase inverter

在两级独立式调制方法中,中间直流电压满足V_Cb> $\sqrt{2}$ V_o,V_o为输出电压的有效值.逆变器正常输出,Boost电路和全桥逆变电路分别以独立模式工作,Boost电路采用恒压输出调制方式,全桥逆变电路采用单极性调制方式,以获取较高的效率和较低的谐波输出.在这种调制模式下,Boost电路输出电压V_Cb高,开关损耗比较大,阻碍了逆变器效率的提升和功率密度的增大.因此这种控制方法的逆变器存在效率低、体积大等问题.

为了降低损耗、提高系统效率,本文采用两级协同式调制方法:当输入电压V_in高于输出电压绝对值 $|v_{o}|$ 时,Q_b不工作,全桥逆变电路的输入电压为V_in并工作在逆变模式;当V_in< $|v_{o}|$ 时,Boost电路输出正弦波,而全桥逆变电路在此过程中,对管IGBT模块(Q₁、Q₃互为对管,Q₂、Q₄互为对管)只在每个正弦周期的正或负半周开关一次.整个单相逆变器电路的工作模式由 $|v_{o}|$ 和V_in的关系来确定,具体控制过程如下:

\begin{array}{l} |v_{o}| = \frac{1}{1 - d_{b}} V_{i n}, & |v_{o}| \geq V_{i n} \\ v_{o} = V_{i n} d_{f b}, & |v_{o}| < V_{i n} \end{array}\}

(3)

当 $|v_{o}|$ ≥V_in时,Boost电路工作,Q_b处于开关状态,其输出电压波形V_Cb为正弦波,v_o>0时,Q₁和Q₄一直导通,Q₂和Q₃关断;v_o<0时,Q₁和Q₄关断,Q₂和Q₃一直导通.当 $|v_{o}|$ <V_in时,Boost电路不工作,Q_b关断,V_Cb=V_in,v_o>0时,Q₁和Q₂按照正弦波调制并互补导通,Q₄一直导通,Q₃关断;当v_o<0时,Q₃和Q₄按照正弦波调制并互补导通,Q₂一直导通,Q₁关断.具体调制波形如图3所示,其中i_o为输出电流,t₀~t₇为一个输出周期内的8个时间点.

图3

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图3 单相逆变器两级协同式调制波形

Fig.3 Two-stage collaborative modulation waveform of single phase inverter

从图3得出,经过LC滤波后,两级协同式调制方法实现了正弦输出,并且开关次数显著减少,有利于单相逆变器效率的提升.

1.2 两级协同式调制单相逆变器的工作过程分析

假设v_o和i_o关系如下:

v_o=

\sqrt{2}

V_osin(ωt)

(4)

i_o=

\sqrt{2}

I_osin(ωt+φ)

(5)

式中:I_o为输出电流有效值;ω为输出角频率;φ为输出电压与输出电流的相位差.

对图3中的调制波形分析得出,在单相逆变器整个输出周期中,单相逆变器工作过程分为8个阶段,对应8种开关状态.假设IGBT导通时,其开关状态为1,关断时,其开关状态为0,所有开关状态按照Q_bQ₁Q₂Q₃Q₄排列,一个周期中其开关状态转换图如图4所示.

图4

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图4 两级协同式逆变调制开关状态转换

Fig.4 Switch status transition of two-stage collaborative inverter modulation

根据式(4)和式(5)可知,当输出电流超前电压相位φ时,在单相逆变器8个工作过程中,一共有6种工作模式.

(1) 0~t₀:此时间段 $|v_{o}|$ <V_in,Q_b关断,全桥逆变电路输入电压为V_in,Q₁和Q₂按SPWM调制.Q₁导通Q₂关断时,电流流过Q₂反并联二极管;Q₁关断Q₂导通时,电流流过Q₁反并联二极管续流.在此时间段中,Q₄导通Q₃关断.

(2) t₀~t₁:所有开关状态与0~t₀时一致,从t₀时刻开始,输出电流反向,Q₁导通Q₂关断时,电流流过Q₁;Q₁关断Q₂导通时,电流流过Q₂反并联二极管续流.

(3) t₁~t₂:从t₁时刻开始 $|v_{o}|$ ≥V_in,Boost电路工作并按照正弦输出,Q_b处于开关状态,全桥逆变电路中Q₁和Q₄导通,Q₂和Q₃关断.

(4) t₂~t₃:与t₀~t₁工作过程一致.

(5) t₃~t₄:此时间段 $|v_{o}|$ <V_in,Boost电路不工作,全桥逆变电路输入电压为V_in.Q₁关断Q₂导通时,Q₃和Q₄按SPWM调制;Q₃导通Q₄关断时,电流流过Q₃反并联二极管续流;Q₃关断Q₄导通时,电流流过Q₄.

(6) t₄~t₅:所有开关状态与t₃~t₄时一致,从t₄时刻开始,输出电流反向,Q₃导通Q₄关断时,电流流过Q₃;Q₃关断Q₄导通时,电流流过Q₄反并联二极管续流.

(7) t₅~t₆:从t₅时刻开始 $|v_{o}|$ ≥V_in,Boost电路工作并按照正弦输出,Q_b处于开关状态,全桥逆变电路中Q₂和Q₃导通,Q₁和Q₄关断.

(8) t₆~t₇:与t₄~t₅工作过程一致.

2 两级协同式调制逆变器的损耗与效率分析

采用两级协同式调制方法优化IGBT开关状态和二极管通断状态,分析该调制方法下的损耗和效率.

逆变器的损耗由各部件的损耗组成,其中功率器件的损耗包括开通、关断和导通、驱动和寄生损耗等.由于本逆变器为大功率单相逆变器,驱动和寄生损耗占比非常小^[14-15],所以重点分析IGBT和二极管的损耗,在损耗分析的过程中作以下假设:① 忽略电流纹波的影响;② 忽略逆变器死区的影响;③ 开关频率远远大于载波频率,忽略一个开关周期内,电压的微小变化对损耗分析带来的影响.IGBT和二极管的损耗模型参考文献[16-17]中的模型.

根据式(3)得出,一个开关周期内,Q_b的导通时间为

δ_b=

(1 - \frac{1}{2} \frac{m}{s i n (ω t + φ)})

T_s

(6)

式中:m为输入电压与输出电压峰值之比,m= $\frac{V_{i n}}{\sqrt{2} V_{o}}$ ;T_s为逆变器开关周期.

同理,一个开关周期内,Q₁、Q₂的IGBT导通时间分别为

δ_{Q_{1}}

\frac{1}{2}

(1+sin(ωt+φ))T_s

(7)

δ_{Q_{2}}

\frac{1}{2}

(1-sin(ωt+φ))T_s

(8)

由于Q₁和Q₃为对管,Q₂和Q₄也为对管,所以在一个输出周期中,Q₁和Q₃的损耗相同,Q₂和Q₄的损耗相同,仅需分析Q₁和Q₂的损耗就能得到全桥逆变电路的损耗.为了更好地分析逆变器所有开关器件的损耗分布情况,输出电压v_o、输出电流相位φ以及Q_b、Q₁和Q₂的驱动信号与电流波形如图5所示.图中,T_o为逆变器输出信号的周期.

图5

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图5 IGBT电流波形与开关状态关系

Fig.5 Current waveform versus switching state of IGBT

2.1 导通损耗分析

(1) IGBT导通损耗.

根据式(3)可知,当 $|v_{o}|$ ≥V_in时,Q_b导通;当 $|v_{o}|$ <V_in时,Q_b关断.结合式(6)和IGBT导通损耗模型^[18-19]得出Q_b的导通损耗为

P_{c o n_Q_{b}}

\frac{1}{π} \sqrt{2}

I_o

\int_{a r c s i n m}^{π - a r c s i n m}

v_ce(I_b)×

(1 - \frac{1}{2} \frac{m}{s i n (ω t + φ)})

sin(ωt+φ)d(ωt)

(9)

式中:v_ce(I_b)为Q_b的导通压降.

在t₀~t₁和t₂~t₃时间段内,Q₁的IGBT处于SPWM工作状态;t₁~t₂时间段内,Q₁处于一直导通状态,根据式(7)和IGBT导通损耗模型^[17-18],得出Q₁的IGBT导通损耗为

P_{c o n_Q_{1}}

\frac{1}{2 π} \sqrt{2}

I_ov_ce(

I_{Q_{1}}

)×

\int_{a r c s i n φ}^{a r c s i n m} \frac{1}{2}

(1+sin(ωt+φ))sin(ωt+φ)d(ωt)+

\int_{a r c s i n m}^{π - a r c s i n m}

sin(ωt+φ)sin(ωt+φ)d(ωt)+

{\int_{}^{π}}_{π - a r c s i n m} \frac{1}{2}

(1+sin(ωt+φ))sin(ωt+φ)d(ωt)

(10)

式中:v_ce( $I_{Q_{1}}$ )为Q₁的导通压降.

在t₀~t₁时间段内,Q₂的IGBT处于SPWM工作状态;t₅~t₆时间段内,Q₂处于导通状态,根据式(8)和IGBT导通损耗模型,得出Q₂的IGBT导通损耗为

P_{c o n_Q_{2}}

\frac{1}{2 π} \sqrt{2}

I_ov_ce(

I_{Q_{2}}

)×

\int_{0}^{a r c s i n φ} \frac{1}{2}

(1-sin(ωt+φ))sin(ωt+φ)d(ωt)+

\int_{π + a r c s i n φ}^{2 π - a r c s i n m}

sin(ωt+φ)d(ωt)

(11)

式中:v_ce( $I_{Q_{2}}$ )为Q₂的导通压降.

(2) 二极管导通损耗.

二极管导通损耗包括Boost电路中二极管D_b导通损耗和全桥逆变电路中IGBT反并联二极管导通损耗.

当 $|v_{o}|$ ≥V_in时,D_b处于SPWM工作模式;当 $|v_{o}|$ <V_in时,D_b处于一直导通模式,根据式(6)和二极管导通损耗模型,得出D_b的导通损耗为

P_{D o n_D_{b}}

\frac{1}{π} \sqrt{2}

I_ov_F(

I_{D_{b}}

)×

\int_{0}^{a r c s i n m}

sin(ωt+φ)sin(ωt+φ)d(ωt)+

\int_{a r c s i n m}^{π - a r c s i n m} \frac{1}{2} (\frac{m}{s i n (ω t + φ)} - 1)

sin(ωt+φ)d(ωt)+

{\int_{}^{π}}_{π - a r c s i n m}

sin(ωt+φ)sin(ωt+φ)d(ωt)

(12)

式中:v_F( $I_{D_{b}}$ )为D_b的导通压降.

在0~t₀时间段内,Q₁反并联二极管处于SPWM续流状态,结合式(7),得到其损耗为

P_{D o n_Q_{1}}

\frac{1}{2 π} \sqrt{2}

I_ov_F(

I_{Q_{1}}

)×

\int_{0}^{a r c s i n φ} |\frac{1}{2} (1 - s i n (ω t + φ)) s i n (ω t + φ)|

d(ωt)

(13)

式中:v_F( $I_{Q_{1}}$ )为Q₁反并联二极管的导通压降.电流方向为负,因此取绝对值.

在t₀~t₁和t₂~t₃时间段内,Q₂反并联二极管处于SPWM续流状态;在t₃~t₄时间段内,Q₂反并联二极管处于一直导通状态,结合式(8)得到其损耗为

$P_{D o n_Q_{2}}$ = $\frac{1}{2 π} \sqrt{2}$ I_ov_F( $I_{Q_{2}}$ )×[ $\int_{a r c s i n φ}^{a r c s i n m} \frac{1}{2}$ (1+sin(ωt+φ))sin(ωt+φ)d(ωt)+ ${\int_{}^{π}}_{π - a r c s i n m} \frac{1}{2}$ (1+sin(ωt+φ))sin(ωt+φ)d(ωt)+

\int_{π}^{π + a r c s i n φ}

sin(π+ωt+φ)sin(ωt+φ)d(ωt)]

(14)

式中:v_F( $I_{Q_{2}}$ )为Q₂反并联二极管的导通压降.

2.2 开关损耗分析

当 $|v_{o}|$ ≥V_in时,Q_b工作在PWM模式,根据IGBT开关损耗模型,得到Q_b的开关损耗为

P_{s w i_Q_{b}}

=f_s

\frac{E_{o n_N} + E_{o f f_N}}{V_{C E N} I_{C N} π}

\int_{a r c s i n m}^{π - a r c s i n m} \sqrt{2}

V_osin(ωt)

\sqrt{2}

I_osin(ωt+φ)d(ωt)

(15)

式中:f_s为IGBT的开关频率;E_{on_N}和E_{off_N}分别为测试条件开通和关闭时IGBT所产生的能量;V_CEN和I_CN分别为测试条件下IGBT开通关断的电压和电流.E_{on_N}、E_{off_N}、V_CEN和I_CN均可通过IGBT的数据手册获取.

在t₀~t₁和t₂~t₃时间段内,Q₁的IGBT处于SPWM工作状态,Q₁的开关损耗为

P_{s w i_Q_{1}}

=f_s

\frac{E_{o n_N} + E_{o f f_N}}{V_{C E N} I_{C N} π}

×(

\int_{a r c s i n φ}^{a r c s i n m} \sqrt{2}

V_osin(ωt)

\sqrt{2}

I_osin(ωt+φ)d(ωt)+

{\int_{}^{π}}_{π - a r c s i n m} \sqrt{2}

V_osin(ωt)

\sqrt{2}

I_osin(ωt+φ)d(ωt))

(16)

在t₀~t₁时间段内,Q₂的IGBT处于SPWM工作状态,Q₂的开关损耗为

P_{s w i_Q_{2}}

=f_s

\frac{E_{o n_N} + E_{o f f_N}}{V_{C E N} I_{C N} π}

\int_{0}^{a r c s i n φ} \sqrt{2}

V_osinωt

\sqrt{2}

I_osin(ωt+φ)d(ωt)

(17)

2.3 二极管反向恢复损耗分析

当 $|v_{o}|$ ≥V_in时,D_b处于SPWM工作模式,二极管处于反向恢复状态,根据二极管反向恢复模型,D_b的反向恢复损耗为

P_{D e r r_D_{b}}

=f_s

\frac{E_{r r_N}}{V_{R} π} \int_{a r c s i n m}^{π - a r c s i n m} \sqrt{2}

V_osin(ωt)×

(α + β \frac{\sqrt{2} I_{o} s i n (ω t + φ)}{I_{F}})

d(ωt)

(18)

式中:E_{rr_N}、V_R和I_F分别为测试条件下二极管反向恢复所产生的能量、二极管阻断电压和二极管关断前工作电流;α和β为二极管反向恢复的特征系数,与二极管的工艺有关,以英飞凌品牌为例,有α=0.55、β=0.45.E_{rr_N}、V_R和I_F均可通过二极管的数据手册获取.

在0~t₀时间段内,Q₁反并联二极管处于SPWM续流状态,二极管处于反向恢复状态,其反向恢复损耗为

P_{D e r r_Q_{1}}

\frac{E_{r r_N}}{2 π V_{R} I_{F}}

\int_{0}^{a r c s i n φ} \sqrt{2}

V_osin(ωt)

\sqrt{2}

I_osin(ωt+φ)d(ωt)

(19)

在t₀~t₁和t₂~t₃时间段内,Q₂反并联二极管处于SPWM续流状态,二极管处于反向恢复状态,其反向恢复损耗为

P_{D e r r_Q_{2}}

\frac{E_{r r_N}}{2 π V_{R} I_{F}}

×(

\int_{a r c s i n φ}^{a r c s i n m} \sqrt{2}

V_osin(ωt)

\sqrt{2}

I_osin(ωt+φ)d(ωt)+

{\int_{}^{π}}_{π - a r c s i n m} \sqrt{2}

V_osin(ωt)

\sqrt{2}

I_osin(ωt+φ)d(ωt))

(20)

3 仿真与实验

以某地铁单相逆变器为例进行分析,其技术参数为:直流电压V_in=77~137.5 V,额定功率P_o=2.75 kW,交流电压V_o=220 V,f_s=25 kHz,输出频率f_o=60 Hz.IGBT选用IXYS公司的MKI-75-A7型号.

3.1 仿真波形分析

根据上述技术参数,分别建立两级协同式调制和两级独立式调制两种方法下逆变器的仿真模型,各主电路参数分别为:斩波电感L_b=180 μH,输出电感L_o=150 μH,输出电容C_o=100 μF.在确定C_b时,需满足电容的滤波截止频率大于5倍电路的输出频率,同时后级全桥逆变电路调制时,电容C_b上的电压波动小于5%.此处采用两级协同式调制时,C_b取值45 μF;而两级独立式调制方法中,由于电容需缓冲2倍输出频率对应的能量,电容上电压的波动不能超过5%,所以该方法中C_b取值450 μF.

图6中对比了两种调制方法下的输出波形,其中v_AB为AB两点间的电压.从图中得出,采用两级协同式调制的方法能够使输出电流的谐波纹波更小,AB两点间的电压更接近正弦波,可以选更小的滤波器.

图6

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图6 两种调制方法输出波形对比

Fig.6 Comparison of output waveform of two modulation methods

图7对比了两种调制方法下,开关器件Q_b、Q₁和Q₂的电压和电流波形.从图中得出,采用两级协同式调制方法后,所有开关器件的电应力都比两级独立式调制方法要低,开关器件的损耗也显著降低.

图7

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图7 两种调制方法开关器件波形对比

Fig.7 Comparison of switching device waveform of two modulation methods

3.2 损耗分析

根据式(8)~(18)得到,在标称工况下,两级独立式调制模式下和两级协同式调制模式下器件的损耗对比如表1和图8所示.图8中,4组柱状图左边和右边分别为两级独立式方法和两级协同式调制方法的损耗.

表1 两种调制方法下IGBT和二极管的损耗对比

Tab.1 Comparison of IGBT and diode losses of two modulation methodsW

调制方式	IGBT 导通损耗	IGBT 开关损耗	二极管导通损耗	二极管反向恢复损耗
两级独立式	31.16	36.95	31.32	16.01
两级协同式	25.97	8.57	29.56	6.90

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图8

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图8 两种调制方法下的损耗对比

Fig.8 Comparison of loss of two modulation methods

从图8得出,在相同的技术参数下,采用两级协同式调制方法的逆变器,总损耗降低了38.5%;各开关器件中,仅D_b损耗略有上升,这是因为D_b的电流相比两级独立式调制方法有所增加,而且采用两级协同式调制方法后,各器件总体损耗更均匀,有利于逆变器热设计.

3.3 样机与实验结果

根据上述技术参数要求,制作一台采用两级协同式调制方法的样机(2.75 kV·A),长×宽×深为195 mm×81 mm×380 mm.在电路拓扑一致的前提下,采用两级独立式调制方法的现有25T单相逆变器(3.5 kV·A)的尺寸为540 mm×360 mm×490 mm.由于样机损耗降低、效率提升,同时采用了更优的热设计、器件选型和布局,所以实际样机的功率密度为现有单相逆变器的12.5倍.

图9为样机输出波形图,v_o、i_o、v_AB的有效值分别为118.86 V、24.23 A和119.05 V.从图上看出,样机在过0位置时和仿真波形一样,有一点畸变,这是由死区造成的;输出总谐波畸变率小于3%,与仿真结果一致.

图9

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图9 实验样机电压电流波形

Fig.9 Voltage and current waveform of test prototype

4 结语

针对车载单相逆变器尺寸小、效率高等要求,分析了两级协同式调制的单相逆变器的调制原理和工作过程,进行了损耗与效率的公式推导和计算,并与两级独立式调制方法进行了仿真对比,制作了一台2.75 kV·A单相两级协同式调制方法的逆变器样机.通过分析计算,样机损耗为71.0 W.与现有单相逆变器对比,样机的功率密度为现有单相逆变器的12.5倍.两级协同式调制方法能优化逆变器中滤波器的设计,文中对滤波器的参数并未做详细的分析和计算,而是取自实际工程应用,关于滤波器的设计可作为下一步的重点研究内容.

参考文献

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文中引用次数倒序

被引期刊影响因子

[1]

刘博如

基于PLECS的车载SiC单相逆变器损耗研究

[J]. 电力电子技术, 2019, 53(8): 118-120.